UNIVERSIDADE ESTADUAL PAULISTA “JÚLIO DE MESQUITA FILHO” FACULDADE DE ENGENHARIA – CÂMPUS DE ILHA SOLTEIRA PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA JHON BRAJHAN BENITES QUISPE CONVERSOR CC-CC UNIDIRECIONAL ISOLADO PARA O CARREGAMENTO RÁPIDO DE VEÍCULOS ELÉTRICOS ILHA SOLTEIRA 2024 JHON BRAJHAN BENITES QUISPE CONVERSOR CC-CC UNIDIRECIONAL ISOLADO PARA O CARREGAMENTO RÁPIDO DE VEÍCULOS ELÉTRICOS Tese apresentada à Faculdade de Engenharia do Câmpus de Ilha Solteira – UNESP como parte dos requisitos para obtenção do título de Doutor em Engenharia Elétrica. Especialidade: Automação. Orientador: Prof. Dr. Jean Marcos de Souza Ri- beiro ILHA SOLTEIRA 2024 Benites QuispeCONVERSOR CC-CC UNIDIRECIONAL ISOLADO PARA O CARREGAMENTO RÁPIDO DE VEÍCULOS ELÉTRICOSIlha Solteira2024 112 Sim Tese (doutorado)Engenharia ElétricaAutomaçãoNão . . . FICHA CATALOGRÁFICA Desenvolvido pelo Serviço Técnico de Biblioteca e Documentação Benites Quispe, Jhon Brajhan. Conversor CC-CC unidirecional isolado para o carregamento rápido de veículos elétricos / Jhon Brajhan Benites Quispe. -- Ilha Solteira: [s.n.], 2024 112 f. : il. Tese (doutorado) - Universidade Estadual Paulista. Faculdade de Engenharia de Ilha Solteira. Área de conhecimento: Automação, 2024 Orientador: Jean Marcos de Souza e Ribeiro Inclui bibliografia 1. Conversor CC-CC. 2. Recarga rápida. 3. Veículo elétrico. 4. Modularidade. 5. MOSFET SiC. 6. Deslocamento de fase. B467c IMPACTO POTENCIAL DESTA PESQUISA A solução proposta permitirá atuar de maneira rápida e modular na implantação de esta- ções de carga para veículos elétricos e/ou condicionamento de energia em locais com demanda temporária ou definitiva. Como exemplo de demandas temporárias podemos destacar eventos automotivos, shows, feiras, exposições, congressos, balneários, entre outros. Como exemplo de demandas definitivas podemos destacar os postos de combustíveis, edifícios comerciais, estacionamentos públicos e privados, shoppings centers, supermercados, entre outros. O produto será uma solução integrada onde todas as necessidades de infraestrutura estariam já incorporadas, permitindo uma rápida instalação e comissionamento do equipamento. POTENTIAL IMPACT OF THIS RESEARCH The proposed solution will enable quick and modular deployment of electric vehicle charging stations and/or power conditioning in locations with either temporary or permanent demand. Examples of temporary demands include automotive events, shows, fairs, exhibitions, conferences, resorts, among others. Examples of permanent demands include gas stations, commercial buildings, public and private parking lots, shopping centers, supermarkets, among others. The product will be an integrated solution where all infrastructure needs are already incorporated, allowing for fast installation and commissioning of the equipment. Dedico este trabalho A minha família AGRADECIMENTOS A Deus pelas bênçãos, pela saúde, pela força proporcionada no dia a dia. Ao meus pais e ao meu irmão pela confiança, pelo apoio incondicional, pela inspiração e motivação para ser uma pessoa e um profissional melhor a cada dia. Ao meu orientador, Prof. Dr. Jean Marcos de Souza Ribeiro, pela confiança, pela orienta- ção, por me receber e me dar a oportunidade de fazer parte do programa de pós-graduação em Engenharia Elétrica da UNESP. Ao Prof. Dr. Marcello Mezaroba e ao Prof. Dr. Alessandro Luiz Batschauer pela confiança, pela orientação, por me receber e me dar a oportunidade de fazer parte da empresa SUPPLIER. Aos colegas da SUPPLIER pela apoio, pelas sugestões, pelos conhecimentos transmitidos, por me receber e me fazer parte da família da SUPPLIER. À UNESP e UDESC pelo ambiente, estrutura, equipamentos e suporte técnico prestados ao longo do doutorado. À parceiria do programa de Doutorado Acadêmico para Inovação UNESP (DAI/CNPq) com a SUPPLIER, por financiar este presente trabalho. “Os mais fortes de todos os guerreiros são estes dois: Tempo e Paciência.” Liev Tolstói RESUMO Neste trabalho, apresenta-se o estudo de um conversor CC-CC unidirecional, isolado em alta frequência destinado para aplicação como carregador rápido de veículos elétricos, sendo possível sua operação com diferentes níveis de tensão e corrente de saída. Este conversor corresponde a um sistema de conversão modular do tipo entrada-paralela saída-paralela com dois módulos de potência. A estrutura de potência proposta para um módulo consiste em dois conversores, utilizando uma única ponte de MOSFET SiC na configuração em ponte completa, e conectando os enrolamentos primários dos transformadores em paralelo. Adicionalmente, circuitos simples de grampeamento com derivação central no enrolamento secundário do transformador são adicionados aos retificadores de saída. Da mesma forma, um circuito de reconfiguração de saída baseado em relé é implementado. A transferência de potência da entrada para a saída é realizada usando a estratégia de modulação por deslocamento de fase. Os princípios de operação são apresentados e analisados, derivando-se os principais parâmetros elétricos, esforços elétricos, procedimentos de projeto e um modelo dinâmico em pequenos sinais. Além disso, um esquema de controle multi-malhas para o processo de recarga de veículos elétricos é proposto. Finalmente, um protótipo comercial de um módulo de potência de 10 kW é projetado e construído, sendo realizados os ensaios experimentais com tensão de entrada de 900 V, tensão de saída de 0 V a 800 V, e frequência de chaveamento de 100 kHz, obtendo-se um rendimento máximo de 96,69 % e uma densidade de potência de 0,485 W/cm3. Palavras-chave: conversor CC-CC; veículo elétrico; recarga rápida; modularidade; MOSFET SiC; deslocamento de fase. ABSTRACT This paper presents the study of a Unidirectional High-Fequency Isolated DC-DC converter for use as an EV fast charger, which can be operated as a DC voltage and DC current supplier. This converter corresponds to a parallel-input parallel-output type modular conversion system with two power modules. The proposed power structure for one module consists of two full- bridge converters, using a single SiC MOSFET bridge and connecting the primary windings of the transformers in parallel. In addition, simple clamping circuits with a central tap in the secondary winding of the transformer are added to the output rectifiers. Likewise, a relay-based output reconfiguration circuit is implemented. The transfer of power from the input side to the output side is carried out using the phase shift modulation strategy. The principles of operation are presented and analyzed, deriving the main electrical parameters, electrical stresses, design procedures and a small-signal dynamic model. In addition, a multi-mesh control scheme for the EV recharging process is proposed. Finally, a commercial prototype of a 10 kW power module was designed and built, and experimental tests were carried out with an input voltage of 900 V, an output voltage of 0 V to 800 V, and a switching frequency of 100 kHz, obtaining a maximum efficiency of 96.69 % and a power density of 0.485 W/cm3. Keywords: DC-DC converter; electric vehicle; fast charging; modularity; MOSFET SiC; phase- shifted. LISTA DE ILUSTRAÇÕES Figura 1 – Esquema da estação de recarga rápida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16 Figura 2 – Esquema do conversor CC-CC de 20 kW . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16 Figura 3 – Esquema proposto do módulo de potência de 10 kW . . . . . . . . . . . . . 17 Figura 4 – Sistema de carregamento condutivo embarcado e não embarcado . . . . . . 19 Figura 5 – Arquitetura de uma estação de recarga rápida condutiva . . . . . . . . . . . 19 Figura 6 – Diagrama de blocos de uma estação de recarga rápida . . . . . . . . . . . . 19 Figura 7 – Topologias de estações de recarga - Parte 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 Figura 8 – Topologias de estações de recarga - Parte 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 Figura 9 – Diagrama do sistema de recarga combinado de recarga . . . . . . . . . . . . 30 Figura 10 – Topologias de conversores CC-CC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33 Figura 11 – Estrutura de potência proposta . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34 Figura 12 – Circuito simplificado da estrutura de potência . . . . . . . . . . . . . . . . 34 Figura 13 – Formas de ondas do circuito simplificado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35 Figura 14 – Modos de operação do circuito simplificado - Parte 1 . . . . . . . . . . . . 38 Figura 15 – Modos de operação do circuito simplificado - Parte 2 . . . . . . . . . . . . 39 Figura 16 – Forma de onda da tensão normalizada no capacitor de grampeamento . . . . 44 Figura 17 – Forma de onda do ganho normalizado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 Figura 18 – Forma de onda da corrente de entrada com compensação de rampa. . . . . . 52 Figura 19 – Diagrama do sistema modular tipo IPOP . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56 Figura 20 – Esquema geral de controle para o sistema modular tipo IPOP . . . . . . . . 58 Figura 21 – Esquema de simulação do conversor CC-CC . . . . . . . . . . . . . . . . . 60 Figura 22 – Diagrama de blocos da malha de controle OCS . . . . . . . . . . . . . . . . 61 Figura 23 – Diagramas de bode em malha aberta OCS . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61 Figura 24 – Diagrama de blocos da malha de controle OVR . . . . . . . . . . . . . . . 62 Figura 25 – Diagramas de Bode em malha aberta OVR . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62 Figura 26 – Diagrama de blocos da malha de controle OCR . . . . . . . . . . . . . . . 63 Figura 27 – Diagramas de bode em malha aberta OCR . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63 Figura 28 – Formas de onda de saída durante o processo de inicialização . . . . . . . . . 64 Figura 29 – Formas de onda de saída durante o processo de transferência de energia . . . 65 Figura 30 – Formas de onda de compartilhamento durante o processo de transferência de energia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66 Figura 31 – Formas de onda de saída durante o processo de parada . . . . . . . . . . . . 67 Figura 32 – Formas de onda de saída durante o processo de recarga . . . . . . . . . . . 68 Figura 33 – Montagem experimental . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69 Figura 34 – Vista superior do protótipo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70 Figura 35 – Vista inferior do protótipo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71 Figura 36 – Vista de perfil do protótipo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71 Figura 37 – Placas de pré-carga e conexão de potência . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72 Figura 38 – Placas de filtro EMI . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73 Figura 39 – Módulo DSP . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74 Figura 40 – Módulo Driver . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74 Figura 41 – Módulo de fonte auxiliar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75 Figura 42 – Módulo isolador de comunicação e emulador JTAG . . . . . . . . . . . . . 75 Figura 43 – Formas de onda da tensão de gatilho nos interruptores . . . . . . . . . . . . 76 Figura 44 – Formas de onda nos interruptores Q1 e Q2 para uma configuração de saída em paralelo com referência de corrente de saída de 10 A . . . . . . . . . . . 77 Figura 45 – Formas de onda nos interruptores Q1 e Q2 para uma configuração de saída em paralelo com referência de corrente de saída de 25 A . . . . . . . . . . . 77 Figura 46 – Formas de onda nos interruptores Q3 e Q4 para uma configuração de saída em paralelo com referência de corrente de saída de 10 A . . . . . . . . . . . 78 Figura 47 – Formas de onda nos interruptores Q3 e Q4 para uma configuração de saída em paralelo com referência de corrente de saída de 25 A . . . . . . . . . . . 78 Figura 48 – Forma de onda da tensão de saída na ponte retificadora para uma configuração de saída em paralelo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 Figura 49 – Formas de onda nos interruptores Q1 e Q2 para uma configuração de saída em série com referência de corrente de saída de 5 A . . . . . . . . . . . . . 80 Figura 50 – Formas de onda nos interruptores Q1 e Q2 para uma configuração de saída em série com referência de corrente de saída de 12,5 A . . . . . . . . . . . 80 Figura 51 – Formas de onda nos interruptores Q3 e Q4 para uma configuração de saída em série com referência de corrente de saída de 5 A . . . . . . . . . . . . . 81 Figura 52 – Formas de onda nos interruptores Q3 e Q4 para uma configuração de saída em série com referência de corrente de saída de 12,5 A . . . . . . . . . . . 81 Figura 53 – Forma de onda de tensão de saída da ponte retificadora para uma configuração de saída em série . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82 Figura 54 – Formas de onda durante o processo de pré-carga e conexão de potência . . . 82 Figura 55 – Formas de onda durante a partida suave . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83 Figura 56 – Formas de onda durante uma mudança da referência de corrente de saída . . 83 Figura 57 – Formas de onda durante um evento de parada . . . . . . . . . . . . . . . . . 84 Figura 58 – Esforços térmicos nos interruptores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85 Figura 59 – Tela de parâmetros em linha para uma configuração de saída em paralelo . . 85 Figura 60 – Tela de parâmetros em linha para uma configuração de saída em série . . . . 86 Figura 61 – Telas de dados para uma configuração de saída em paralelo . . . . . . . . . 86 Figura 62 – Telas de dados para uma configuração de saída em série . . . . . . . . . . . 87 Figura 63 – Curva de rendimento do protótipo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87 Figura 64 – Diagrama de sequência para a inicialização . . . . . . . . . . . . . . . . . . 95 Figura 65 – Diagrama de sequência para a parada normal . . . . . . . . . . . . . . . . . 96 Figura 66 – Diagrama de sequência para a parada de emergência por iniciativa da alimen- tação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97 Figura 67 – Diagrama de sequência para a parada de emergência por iniciativa do VE . . 98 LISTA DE TABELAS Tabela 1 – Modos de recarga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23 Tabela 2 – Especificações e principais componentes do conversor CC-CC . . . . . . . 59 Tabela 3 – Especificações elétricas do circuito simplificado . . . . . . . . . . . . . . . 60 Tabela 4 – Lista de componentes básicos do protótipo . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70 LISTA DE ABREVIATURAS E SIGLAS ABNT Associação Brasileira de Normas Técnicas BT Baixa tensão CA Corrente alterna CAN Control Area Network CC Corrente contínua DAB Dual Active Bridge DSP Digital Signal Processing EMI Electromagnetic interference FB Full-Bridge HB Half-Bridge ISOS Input-Series-Output-Series ISOP Input-Series-Output-Parallel IPOS Input-Parallel-Output-Series IPOP Input-Parallel-Output-Parallel ICS Input Current Sharing IVS Input Voltage Sharing LVS Low Voltage Switching MT Meia tensão NBR Normas Técnicas Brasileiras OCR Output Current Regulator OCS Output Current Sharing OVR Output Voltage Regulator OVS Output Voltage Sharing PFC Power Factor Correction PLC Power Line Communication PS Phase-Shift PSFB Phase-Shift Full-Bridge VE Veículo elétrico ZVS Zero Voltage Switching ZCS Zero Current Switching SUMÁRIO 1 INTRODUÇÃO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14 1.1 OBJETIVOS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 1.1.1 Objetivo Geral . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 1.1.2 Objetivos Específicos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 1.2 JUSTIFICATIVA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 1.3 ESTRUTURA DO TRABALHO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2 FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18 2.1 CLASSIFICAÇÃO DE ESTAÇÕES DE RECARGA . . . . . . . . . . . . . 18 2.2 TOPOLOGIAS DE ESTAÇÕES DE RECARGA NO MERCADO . . . . . 20 2.3 NORMAS TÉCNICAS PARA ESTAÇÕES DE RECARGA . . . . . . . . . 23 2.3.1 Modos de recarga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23 2.3.2 Funções de recarga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24 2.3.2.1 Verificação que o VE está conectado corretamente . . . . . . . . . . . . . . 24 2.3.2.2 Verificação contínua da continuidade do condutor de aterramento . . . . . . 24 2.3.2.3 Energização do sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24 2.3.2.4 Desenergização do sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24 2.3.2.5 Alimentação em corrente contínua para VE . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24 2.3.2.6 Medição de corrente e tensão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25 2.3.2.7 Travamento do conjunto conector do VE . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25 2.3.2.8 Avaliação de compatibilidade . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25 2.3.2.9 Ensaio de isolamento antes da recarga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25 2.3.2.10 Proteção contra as sobretensões na bateria . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25 2.3.2.11 Verificação da tensão do conjunto conector do VE . . . . . . . . . . . . . . 25 2.3.2.12 Integridade da alimentação do circuito de controle . . . . . . . . . . . . . . 26 2.3.2.13 Parada iniciada pelo usuário . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 2.3.2.14 Proteção contra sobretensões temporárias . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 2.3.2.15 Parada de emergência . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 2.3.3 Classificação e proteção contra choques elétricos . . . . . . . . . . . . . 26 2.3.3.1 Classificação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 2.3.3.2 Desconexão do VE . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 2.3.3.3 Desconexão da estação de recarga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 2.3.4 Requisitos específicos relativos as estações de recarga isoladas . . . . . . 27 2.3.4.1 Saídas nominais e potência máxima de saída . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 2.3.4.2 Regulação da corrente de saída no sistema de recarga de corrente controlada 27 2.3.4.3 Regulação da tensão de saída no sistema de recarga de tensão controlada . 27 2.3.4.4 Atraso de controle da corrente de recarga no sistema de recarga de corrente controlada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 2.3.4.5 Velocidade da diminuição da corrente de carga . . . . . . . . . . . . . . . . 28 2.3.4.6 Desvio periódico e aleatório da corrente de saída . . . . . . . . . . . . . . 28 2.3.4.7 Desvio periódico e aleatório da tensão de saída . . . . . . . . . . . . . . . 28 2.3.4.8 Corrente de inicialização . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 2.3.5 Comunicação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 2.3.5.1 Configuração do sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 2.3.5.2 Processos de controle de recarga e estado de recarga . . . . . . . . . . . . 29 2.3.5.2.1 Inicialização . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29 2.3.5.2.2 Transferência de energia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29 2.3.5.2.3 Parada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29 2.3.6 Estação de recarga do sistema de recarga combinado . . . . . . . . . . . 30 2.4 RESUMO DO CAPÍTULO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 3 ESTRUTURA DE POTÊNCIA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31 3.1 REVISÃO BIBLIOGRÁFICA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31 3.2 ANÁLISE DA ESTRUTURA DE POTÊNCIA PROPOSTA . . . . . . . . . 34 3.2.1 Modos de operação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 3.2.2 Modos de operação simplificados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40 3.2.3 Intervalos de tempo de operação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41 3.2.4 Razão cíclica efetiva . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42 3.2.5 Ganho . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42 3.2.6 Tensão do capacitor de grampeamento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 3.2.7 Esforços elétricos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 3.2.7.1 Corrente máxima na indutância de magnetização . . . . . . . . . . . . . . . 44 3.2.7.2 Corrente máxima no capacitor de grampeamento . . . . . . . . . . . . . . . 45 3.2.7.3 Corrente máxima na indutância de dispersão . . . . . . . . . . . . . . . . . 45 3.2.7.4 Corrente média na entrada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45 3.2.7.5 Corrente eficaz na entrada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46 3.2.7.6 Corrente eficaz no primário do transformador . . . . . . . . . . . . . . . . 46 3.2.7.7 Tensão de bloqueio nos interruptores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46 3.2.7.8 Corrente eficaz nos interruptores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46 3.2.7.9 Tensão máxima nos diodos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46 3.2.7.10 Tensão de recuperação reversa nos diodos . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46 3.2.7.11 Corrente média nos diodos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47 3.2.7.12 Corrente eficaz nos diodos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47 3.2.7.13 Declives de corrente nos diodos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47 3.2.7.14 Corrente eficaz no capacitor de grampeamento . . . . . . . . . . . . . . . . 47 3.2.7.15 Corrente eficaz no secundário do transformador . . . . . . . . . . . . . . . 48 3.2.7.16 Corrente eficaz no capacitor de filtro de entrada . . . . . . . . . . . . . . . 48 3.2.7.17 Corrente eficaz no capacitor de filtro de saída . . . . . . . . . . . . . . . . 48 3.2.8 Máxima indutância de dispersão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48 3.2.9 Máxima indutância de magnetização . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48 3.2.10 Mínima indutância do filtro de saída . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49 3.2.11 Mínima capacitância de grampeamento . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49 3.2.12 Mínima capacitância de filtro de entrada . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49 3.2.13 Mínima capacitância de filtro de saída . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50 3.2.14 Mínima capacitância de bloqueio . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50 3.2.15 Tempo morto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50 3.3 MODELO DINÂMICO DA ESTRUTURA DE POTÊNCIA . . . . . . . . . 50 3.3.1 Modelo por espaço de estados em pequenos sinais . . . . . . . . . . . . . 51 3.3.2 Método de controle por razão cíclica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51 3.3.3 Método de controle por pico de corrente . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51 3.3.4 Funções de transferência . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52 3.3.5 Condição de estabilidade . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53 3.4 SISTEMA MODULAR DA ESTRUTURA DE POTÊNCIA . . . . . . . . . 53 3.4.1 Sistema modular tipo IPOP . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55 3.4.2 Esquema de controle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57 3.5 RESUMO DO CAPÍTULO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58 4 RESULTADOS DE SIMULAÇÃO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59 4.1 ESQUEMA DE SIMULAÇÃO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59 4.2 PROJETO DOS CONTROLADORES . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60 4.3 INICIALIZAÇÃO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64 4.4 TRANSFERÊNCIA DE ENERGIA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65 4.5 PARADA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66 4.6 PROCESSO DE RECARGA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67 4.7 RESUMO DO CAPÍTULO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68 5 RESULTADOS EXPERIMENTAIS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69 5.1 PROTÓTIPO DO MÓDULO DE POTÊNCIA . . . . . . . . . . . . . . . . 69 5.2 PLACAS E MÓDULOS MONTADOS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72 5.3 FORMAS DE ONDA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76 5.4 PROCESSO DE TRANSFERÊNCIA DE ENERGIA . . . . . . . . . . . . . 82 5.5 ESFORÇOS TÉRMICOS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84 5.6 TELA DE PARÂMETROS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85 5.7 RENDIMENTO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86 5.8 RESUMO DO CAPÍTULO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88 6 CONCLUSÕES GERAIS E TRABALHOS FUTUROS . . . . . . . . . . 89 6.1 CONCLUSÕES GERAIS DA TESE . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89 6.2 RECOMENDAÇÕES PARA TRABALHOS FUTUROS . . . . . . . . . . . 89 REFERÊNCIAS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 91 APÊNDICE A – DIAGRAMAS DE SEQUÊNCIA . . . . . . . . . . . . 95 APÊNDICE B – CIRCUITO DE SIMULAÇÃO . . . . . . . . . . . . . 99 APÊNDICE C – CÓDIGO DE SIMULAÇÃO . . . . . . . . . . . . . . 100 19 1 INTRODUÇÃO A eletrificação tem sido um componente chave nos avanços tecnológicos desde a segunda revolução industrial. Nas seguintes décadas, espera-se que tenha um impacto mais profundo nos setores de transporte, construção e indústria, impulsionado principalmente por uma transição energética de carbono zero para mitigar a mudança climática. A mobilidade elétrica está na vanguarda da transição energética no setor de transportes e está se expandindo rapidamente. Um grande crescimento na produção e uma alta demanda de energia elétrica pelos veículos elétricos (VE), são esperados nos próximos anos. No entanto, a falta de infraestrutura de recarga está dificultando a expansão deste mercado. Portanto, construir um número adequado de estações de recarga para atender a essa demanda de energia será uma grande preocupação em um futuro próximo (Rivera et al., 2021; International Energy Agency, 2023). Um mecanismo para sustentar o aumento da penetração de VE é usar vários métodos de carregamento com características diferentes para compensar as desvantagens de cada método. As diferentes tecnologias para atender a demanda de recarga de VE são classificadas como: carregamento fixo, carregamento móvel e carregamento sem fio. Devido à sua popularidade, a maioria dos trabalhos de pesquisa se concentra nas estações de recarga fixas (ERF). As ERF são instalações fixas na forma de uma tomada elétrica normal ou uma construção equipada com uma ou mais tomadas de recarga, sendo a energia fornecida pela rede elétrica ou por um gerador de energia local (Shahab et al., 2021). Para uma condução típica dentro da cidade, os carregadores domésticos são adequados para a recarga de VE durante a noite. No entanto, a necessidade de recarregar fora de casa em dias de condução mais longos pode criar incômodos e incertezas para os condutores. Portanto, a instalação de redes de recarga rápida de VE poderia aliviar os problemas de carregamento e ansiedade de alcance sem exigir elevados custos de VE com baterias volumosas e pesadas. Além disso, o uso de VE em aplicações comerciais, onde os veículos são muito utilizados, pode ser possibilitado devido à conveniência adicional do carregamento rápido. Recarregar em potências mais elevadas mitiga a ansiedade de alcance, tornando os tempos de abastecimento semelhantes aos dos veículos de combustão interna (Andrew et al., 2017; Safayatullah et al., 2022). Atualmente, a maioria dos VE utiliza configurações de bateria dentro de uma configuração de tensão denominada sistema de 400 V. No entanto, VE que utilizam um sistema de 800 V estão sendo desenvolvidos devido às suas vantagens, tais como tempos de recarga menores. O aumento da tensão da bateria do VE não influencia apenas em seus componentes internos, mas também na interface com a infraestrutura pública externa. No presente, um grande número de estações de recarga rápida só podem fornecer uma tensão de saída de até 500 V. Portanto, a disponibilidade de uma infraestrutura compatível com o sistema de 800 V é necessária (Jung, 2017). Finalmente, para dar continuidade ao projeto de estação de recarga rápida da empresa SUPPLIER, este trabalho tem como objetivo o desenvolvimento de um conversor CC-CC unidirecional isolado para o carregamento rápido de VE. 20 1.1 OBJETIVOS Os objetivos gerais e específicos do trabalho são apresentados a seguir. 1.1.1 Objetivo Geral O principal objetivo deste projeto é a consolidação da parceria Universidade-Empresa para o desenvolvimento de um produto inovador na área de eletrônica de potência, em especial na área de sistemas eletrônicos para o carregamento rápido de veículos elétricos. 1.1.2 Objetivos Específicos • Formação de recursos humanos especializados, em nível de doutorado, para o desenvol- vimento de tecnologias relacionadas aos sistemas de carregamento rápido de VE; • Estudo e desenvolvimento de tecnologias relacionadas aos sistemas de recarga para VE: conversores eletrônicos, baterias, condicionamento, e sistemas de gerenciamento de energia; • Desenvolvimento de protótipo de um carregador rápido; • Preparação de depósito de patente, se for o caso; • Busca de opções de fomento e discussão de modelos de negócio que permitam a inserção do sistema desenvolvido no mercado. 1.2 JUSTIFICATIVA Na empresa SUPPLIER, de Joinville/SC, está sendo projetada uma estação de recarga rápida de até dois VE simultaneamente, o qual opera com oito conversores, dois sistemas de armazenamento de energia, um roteador de energia, e um conjunto de módulos fotovoltaicos para a geração de energia elétrica. O esquema da estação de recarga rápida é apresentado na Figura 1. Destes oito conversores, dois conversores CC-CC de 20 kW devem ser compostos dois módulos de potência de 10 kW, conforme o esquema apresentado na Figura 2. Para um caso particular, o roteador de energia permitirá a recarga de um VE por meio dos dois conversores CC-CC, tendo 40 kW de potência máxima de recarga fornecida pela estação de recarga. O conversor CC-CC de 20 kW é um dos principais componentes da estação de recarga rápida, pois é a última etapa de conversão de energia que possibilitará o carregamento rápido dos VE conectados. Para implementar um conversor CC-CC de 20 kW de alto rendimento, o desenvolvimento de dois módulos de potência de 10 kW de alto rendimento é necessário, e que em conjunto atendam às normas técnicas ABNT NBR vigentes no Brasil sobre estações de recarga rápida. 21 Figura 1 – Esquema da estação de recarga rápida ã ã é ã ó Fonte: Elaborado pelo autor (2023) Figura 2 – Esquema do conversor CC-CC de 20 kW ó ê ó ê ó ê ó çãó çã ó ó ê ó Fonte: Elaborado pelo autor (2023) 22 Na Figura 3 apresenta-se o esquema proposto para um módulo de potência de 10 kW, o qual consiste de circuitos de pré-carga, filtros EMI, conversores CC-CA e CA-CC, transfor- madores de alta frequência, um módulo Driver, um módulo DSP, um módulo de fonte auxiliar, um conjunto de sensores, e um circuito de reconfiguração de saída. Este esquema proposto foi desenvolvido neste trabalho em parceira com a SUPPLIER, e apresenta algumas peculiaridades em relação aos conversores CC-CC comerciais utilizados no carregamento rápido de VE. Uma de suas particularidades é a utilização de um circuito de reconfiguração de saída com o propósito de recarregar o VE tanto para sistemas 400 V quanto para sistemas 800 V. Por outro lado, outra particularidade é a utilização de MOSFET SiC com propósito de maximizar o rendimento do módulo de potência. Portanto, um estudo detalhado para validar o funcionamento da proposta e colocá-lo em operação na estação de recarga rápida é realizado. Figura 3 – Esquema proposto do módulo de potência de 10 kW çã é çã é Fonte: Elaborado pelo autor (2023) 1.3 ESTRUTURA DO TRABALHO O trabalho de conclusão de doutorado é apresentado em 6 capítulos. O Capítulo 2 é composto pela fundamentação teórica do trabalho, que tem como objetivo apresentar os conceitos básicos para a compreensão da estrutura e desenvolvimento das estacões de recarga rápida. O Capítulo 3 apresenta a estrutura de potência proposta para um módulo de potência e os detalhes de funcionamento, projeto e controle. O Capítulo 4 apresenta os resultados de simulação que validam a proposta de desenvolvi- mento do conversor. O Capítulo 5 apresenta os detalhes funcionais do módulo de potência construído e os resultados experimentais obtidos em laboratório. Finalmente, no Capítulo 6 é realizado a discussão dos resultados obtidos e a conclusão final de todo o trabalho. 23 2 FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA Neste capítulo são apresentados os conceitos mais relevantes de estações de recarga rápida, com foco nas principais topologias usadas no mercado e nas respectivas normas técnicas para seu desenvolvimento. 2.1 CLASSIFICAÇÃO DE ESTAÇÕES DE RECARGA Na literatura existem dois sistemas principais de carregamento para estações de recarga de VE: o carregamento condutivo e o carregamento indutivo, sendo os sistemas de carregamento condutivo os mais estabelecidos e amplamente utilizados. O carregamento condutivo é dividido em dois tipos: o carregamento embarcado (do inglês, on-board) e o carregamento não embarcado (do inglês, off-board). O carregamento embarcado é usado principalmente para carregamento lento onde todas as atividades de carregamento são realizadas dentro do VE, enquanto o carrega- mento não embarcado permite o carregamento rápido, onde o carregador é localizado fora do VE. Na Figura 4 apresenta-se o sistema convencional de carregamento condutivo embarcado e não embarcado. Além disso, as estações de recarga condutiva são divididas em dois tipos de arquitetura: a arquitetura CA e a arquitetura CC. Na arquitetura CA, apresentada na Figura 5(a), o lado secundário do transformador de distribuição média tensão (MT) / baixa tensão (BT) é usado como um barramento CA comum para os VE, sistemas de armazenamento de energia e fontes de geração distribuída, os quais são conectados por meio de conversores de eletrônica de potência. Na arquitetura CC, apresentada na Figura 5(b), um conversor CA-CC comum é conectado ao transformador de distribuição MT/BT, o qual fornece um barramento CC comum para as diferentes fontes e cargas. A arquitetura CC geralmente tem menor custo, menor tamanho e melhor desempenho dinâmico em comparação com a arquitetura CA. No entanto, o projeto de sistemas de proteção para sistemas de barramento CC de alta tensão é um desafio. Um requisito comum nestas arquiteturas é que cada VE deve ser isolado galvanicamente do barramento para que não haja o risco de correntes de terra fluindo entre vários VE conectados à mesma estação de recarga. Portanto, essas arquiteturas têm conversores isolados entre o barramento e os VE (Rafi; Bauman, 2021; Rajendran et al., 2021). As estações de recarga rápida de última geração convertem a tensão CA trifásica na tensão CC desejada, usando duas etapas de conversão eletrônica de potência: uma etapa CA-CC com correção do fator de potência, que converte a tensão CA trifásica em uma tensão CC intermediária, e uma etapa CC-CC, que converte a tensão CC intermediária em uma tensão CC regulada. Na Figura 6 é apresentado o diagrama de blocos de uma estação de recarga rápida. O isolamento galvânico entre a rede elétrica e o VE pode ser fornecido por um transformador de frequência de linha antes da etapa CA-CC, mostrado na Figura 6(a), ou por um transformador de alta frequência dentro de um conversor CC-CC isolado, mostrado na Figura 6(b). Além disso, várias etapas idênticas podem ser conectadas em paralelo para aumentar a capacidade de carregamento tal como se apresentam nas Figuras 6(c) e 6(d) (Tu et al., 2019). 24 Figura 4 – Sistema de carregamento condutivo embarcado e não embarcado çã çã ã çã çã ã çã ã Fonte: Adaptado de Rajendran et al. (2021) Figura 5 – Arquitetura de uma estação de recarga rápida condutiva , , , , , , Fonte: Adaptado de Tu et al. (2019) Figura 6 – Diagrama de blocos de uma estação de recarga rápida ê ê Fonte: Adaptado de Tu et al. (2019) 25 2.2 TOPOLOGIAS DE ESTAÇÕES DE RECARGA NO MERCADO Atualmente, os avanços tecnológicos permitem o desenvolvimento de estações de recarga de alta potência, também conhecidas como carregadores ultrarrápidos ou extremamente rápidos, com capacidades de carregamento de até 350 kW. A maioria dos fabricantes de estações de recarga conseguiram essa atualização modularizando seus projetos. A modularidade oferece diferentes compartilhamentos de corrente e divisão tensão para a mesma potência por meio da reconfiguração, de modo que os VE com sistemas de 400 V e 800 V possam ser carregados com alta potência e maior rendimento em uma carga parcial (Rivera et al., 2021). No mercado, as séries Terra 53 e Terra 54 são estações de recarga da ABB que oferecem até 50 kW. A topologia destas séries de carregadores é apresentada na Figura 7(a), a qual se caracteriza por utilizar um retificador passivo monofásico (do inglês, Single-Phase Passive Rectifier) e um conversor ressonante em meia ponte do tipo LLC (do inglês, LLC Resonant Half- Bridge Converter), com um retificador secundário reconfigurável tipo ponte completa/dobrador. A série Terra HP150 é outra estação de recarga da ABB que oferece até 150 kW. Este carregador é baseado em módulos de potência de 50 kW. A topologia deste carregador é apresentada na Figura 7(b), a qual se caracteriza por utilizar um retificador ativo trifásico (do inglês, Three-Phase Active Rectifier) e um conversor abaixador intercalado de três canais (do inglês, Three-Channel Interleaved Buck Converter) (Menno et al., 2019; ABB, 2020; ABB, 2017; ABB, 2022; Rivera et al., 2021). O Supercharger V2 da Tesla é uma estação de recarga que oferece até 150 kW. A topologia deste carregador é apresentada na Figura 7(c), a qual se caracteriza por utilizar retificador passivo monofásico, um conversor elevador com correção do fator de potência (do inglês, PFC Boost Converter) e um conversor de ponte completa com deslocamento de fase (do inglês, Phase- Shifted Full-Bridge Converter). O Supercharger V3 é outra estação de recarga da Tesla que oferece até 250 kW. A topologia deste carregador é apresentada na Figura 7(d), que se caracteriza por utilizar um retificador ativo trifásico e um conversor ressonante em ponte completa do tipo LLC (do inglês, LLC Resonant Full-Bridge Converter) (Krauer, 2015; Tesla, 2019; Rivera et al., 2021). A Porsche também oferece estações de recarga de até 350 kW. Uma topologia de um carregador da Porsche é apresentada na Figura 8(a), que se caracteriza por utilizar um retificador passivo trifásico, um conversor elevador síncrono (do inglês, Synchronous Boost Converter), que opera como PFC, e um conversor abaixador síncrono (do inglês, Synchronous Buck Converter). Outra topologia é apresentada na Figura 8(b), que se caracteriza por utilizar um retificador Vienna (do inglês, Vienna Rectifier) e um conversor abaixador de três níveis (do inglês, Three-Level Buck Converter). Ambas topologias implementam um transformador defasador, e uma matriz de comutação de saída (do inglês, Switching Matrix). A E-Charger 600 é outra estação de recarga da Enercon que oferece até 350 kW, cuja topologia é apresentada na Figura 8(c), que se caracteriza por utilizar retificadores ativos trifásicos em cascata com conversores ressonantes em ponte 26 completa. Finalmente, a Hella Electronics implementou um carregador de 20 kW. A topologia deste carregador, baseado em MOSFET GaN, é apresentada na Figura 8(d), a qual é composta por um conversor matricial indireto (do inglês, Indirect Matrix) e um conversor ressonante em ponte completa (Bai et al., 2017; Gotz; Reber, 2018; Hahre et al., 2019; Porsche, 2024; Enercon, 2023; Rivera et al., 2021). Figura 7 – Topologias de estações de recarga - Parte 1 é é çã é C 0 0 é Fonte: Adaptado de Rivera et al. (2021) 27 Figura 8 – Topologias de estações de recarga - Parte 2 é v v v v v é V V V v v v V v V é 0 0 0 é Fonte: Adaptado de Rivera et al. (2021) 28 2.3 NORMAS TÉCNICAS PARA ESTAÇÕES DE RECARGA No mundo existem várias normas disponíveis que tratam da infraestrutura de recarga de VE. A SAE e IEEE são usados nos EUA, enquanto a IEC é amplamente usado na Europa. O Japão tem seu próprio conjunto de normas chamado CHAdeMO, enquanto a China utiliza suas próprias normas, chamada Guaobio (GB/T) (Das et al., 2020). O Brasil possui suas normas ABNT NBR para as estações de recarga de VE, as quais são formuladas com base em normas internacionais. A norma ABNT NBR IEC 61851 abrange os requisitos mecânicos, elétricos, de comunicação, de compatibilidade de interferência eletro- magnética e de desempenho aplicáveis as estações de recarga utilizadas para recargar os VE, e compreende várias partes (Gedweb, 2024). Esta norma serve de base para o desenvolvimento da estação de recarga rápida, cujos aspectos mais relevantes são descritos nesta secção. 2.3.1 Modos de recarga A norma ABNT NBR IEC 61851-1 classifica as estações de recarga de VE em quatro modos. O Modo 1 é um método para a conexão de um VE a uma tomada normalizada de uma rede de alimentação em CA, utilizando um cabo e um plugue que não sejam equipados com função piloto ou contato auxiliar adicional. Diferentemente do Modo 1, o Modo 2 é equipado com um cabo e um plugue com função piloto de comando e um sistema de proteção das pessoas contra choques elétricos. O Modo 3 é um método que permite a conexão de um VE a uma estação de recarga de VE em CA conectado permanentemente a uma rede de alimentação em CA, com uma função piloto de comando que se estende da estação de recarga de VE em CA ao VE. Finalmente, o Modo 4 é um método que permite a conexão de um VE a uma rede de alimentação em CA ou CC, utilizando uma estação de recarga de VE em CC, com uma função piloto de comando. O equipamento de Modo 4 pode ser conectado permanentemente à rede de alimentação, ou ser conectado à rede de alimentação por um cabo e um plugue (Gedweb, 2024). Na Tabela 1 são apresentados os valores nominais de tensão e corrente dos modos de recarga que não podem ser excedidos. Tabela 1 – Modos de recarga Fonte Modo/Nível Tensão (V) Fase Corrente (A) CA Modo 1 250 Monofásica 16 480 Trifásica 16 Modo 2 250 Trifásica 32 480 Trifásica 32 Modo 3 480 Trifásica - CC Modo 4 1000 CC - Fonte: Adaptado de Gedweb (2024) 29 2.3.2 Funções de recarga As normas ABNT NBR IEC 61851-1 e ABNT NBR IEC 61851-23 estabelecem as funções obrigatórias e opcionais para o Modo 4. Estas funções devem ser fornecidas por uma estação de recarga em CC conforme descrições nas proximas subseções. 2.3.2.1 Verificação que o VE está conectado corretamente A estação de recarga de VE deve ser capaz de determinar que o VE está conectado corretamente à estação de recarga. A conexão correta é presumida quando a continuidade do circuito piloto é detectada (Gedweb, 2024). 2.3.2.2 Verificação contínua da continuidade do condutor de aterramento A continuidade do condutor de aterramento entre a estação de recarga e o VE deve ser monitorada. Para os sistemas isolados com tensão nominal superior ou igual a 60 V, a estação de recarga deve realizar uma parada de emergência dentro de 10 s após uma perda de continuidade elétrica do condutor de aterramento entre a estação de recarga e o VE. Para os sistemas não isolados com tensão nominal superior ou igual a 60 V, a estação de recarga deve ser desconectada da rede de alimentação em caso de perda de continuidade do condutor de aterramento. A estação de recarga deve realizar uma parada de emergência dentro de 5 s após uma perda de continuidade elétrica do condutor de aterramento (Gedweb, 2024). 2.3.2.3 Energização do sistema A tomada fixa ou móvel da estação de recarga não pode ser ligada a menos que a função piloto de comando tenha sido corretamente estabelecida entre a estação de recarga e o VE, com os estados de sinal e outras condições externas, permitindo a alimentação (Gedweb, 2024). 2.3.2.4 Desenergização do sistema A alimentação do VE deve ser interrompida se o sinal do circuito piloto for interrompido ou se o estado do sinal do circuito piloto não permitir mais a energização. No caso de falha no circuito de controle da estação de recarga, esta deve cessar o fornecimento da corrente de recarga e desconectar a alimentação do circuito de controle (Gedweb, 2024). 2.3.2.5 Alimentação em corrente contínua para VE A estação de recarga deve fornecer tensão CC e corrente CC para a bateria do VE com o controle da função de recarga do veículo. Os valores nominais máximos da estação de recarga não podem ser ultrapassados. Além disso, o VE pode alterar a corrente e/ou tensão demandada (Gedweb, 2024). 30 2.3.2.6 Medição de corrente e tensão A estação de recarga deve medir a corrente e a tensão de saída. A precisão da medição de saída é definida segundo o tipo de estação de recarga. Para uma estação de recarga do sistema de recarga combinada, a tensão medida reportada deve se situar em ±10 V do relatório da leitura, enquanto a corrente medida reportada deve situar em ±1,5 % do relatório da leitura, sem ser maior que ±0,5 A (Gedweb, 2024). 2.3.2.7 Travamento do conjunto conector do VE Um conjunto conector do VE usado para a recarga deve ser travado no plugue fixo do VE se a tensão for superior a 60 V. O conjunto conector não pode ser destravado quando uma tensão perigosa for detectada durante o processo de recarga, mesmo após o término da recarga. Em caso de mal funcionamento da estação de recarga, um meio de desconexão segura pode ser fornecido (Gedweb, 2024). 2.3.2.8 Avaliação de compatibilidade A compatibilidade do VE e a estação de recarga deve ser verificada com as informações trocadas na fase de inicialização (Gedweb, 2024). 2.3.2.9 Ensaio de isolamento antes da recarga A estação de recarga deve confirmar a resistência de isolamento entre o seu circuito de saída e o condutor de proteção conectado ao chassi do VE, antes que os contatores do VE sejam autorizados a fechar. Se o valor requerido não for atendido, a estação de recarga deve enviar o sinal para o VE indicando que a recarga não está autorizada. O valor requerido da resistência de isolamento Riso deve ser obtido como Riso ≥ 100Uo Ω/V , sendo Uo a tensão nominal de saída da estação de recarga (Gedweb, 2024). 2.3.2.10 Proteção contra as sobretensões na bateria A estação de recarga deve realizar uma parada de emergência e desconectar sua alimenta- ção para evitar sobretensão na bateria, se a tensão de saída exceder o limite de tensão máxima enviada pelo VE durante 400 ms (Gedweb, 2024). 2.3.2.11 Verificação da tensão do conjunto conector do VE A estação de recarga não pode energizar o cabo de recarga quando o conjunto conector do VE estiver destravado. A tensão deve ser inferior a 60 V para destravar o conjunto conector do VE (Gedweb, 2024). 31 2.3.2.12 Integridade da alimentação do circuito de controle O circuito de potência deve ser desconectado da sua alimentação se for detectada uma falta à terra, um curto-circuito ou uma sobrecorrente no circuito de saída da estação de recarga, mas a alimentação para o circuito de controle não pode ser interrompida, exceto se a interrupção do circuito de potência for devido a uma perda da rede de alimentação (Gedweb, 2024). 2.3.2.13 Parada iniciada pelo usuário A estação de recarga deve possuir um meio para permitir ao usuário parar o processo de recarga (Gedweb, 2024). 2.3.2.14 Proteção contra sobretensões temporárias Nas estações de recarga que fornecem uma tensão de saída máxima de até 500 V não pode ocorrer nenhuma tensão superior a 550 V durante mais de 5 s na saída entre os terminais de saída e o condutor de aterramento. Nas estações de recarga que fornecem uma tensão de saída máxima superior a 500 V e inferior ou igual a 1000 V não pode ocorrer nenhuma tensão superior a 110 % da tensão de saída durante mais de 5 s na saída. A estação de recarga deve parar a recarga e desconectar a alimentação dentro de 5 s (Gedweb, 2024). 2.3.2.15 Parada de emergência Se a estação de recarga detecta uma anomalia na estação ou no VE, a segurança deve ser assegurada pela parada de emergência conforme a parada da recarga pela interrupção acelerada controlada da corrente ou da tensão de recarga do VE, onde a corrente CC diminui com uma rampa controlada, ou pela finalização abrupta não controlada da recarga sobre condições de falhas específicas, onde não há controle da corrente (Gedweb, 2024). 2.3.3 Classificação e proteção contra choques elétricos As normas ABNT NBR IEC 61851-1 e ABNT NBR IEC 61851-23 estabelecem uma classificação das estações de recarga rápida e condições para evitar risco de choque elétrico. 2.3.3.1 Classificação A estação de recarga em CC pode ser classificada de acordo com a estrutura do sistema, como isolada (básica, reforçada ou dupla) e não isolada. De acordo com o sistema de controle, como regulada (corrente controlada, tensão controlada, combinada) e não regulada. De acordo com a rede de alimentação, como conectada a rede de alimentação em CA e CC. Finalmente, de acordo com o sistema utilizado, como sistema A, sistema B e sistema C (Gedweb, 2024). 32 2.3.3.2 Desconexão do VE Em uma estação de recarga, 1 s após o VE ser desconectado da alimentação, a tensão entre as partes condutivas acessíveis ou entre qualquer parte condutiva acessível e o condutor de proteção deve ser inferior ou igual a 60 V e a energia armazenada disponível deve ser inferior a 20 J (Gedweb, 2024). 2.3.3.3 Desconexão da estação de recarga As condições para a desconexão da estação de recarga da rede de alimentação são idênticas aquelas requeridas para a desconexão do VE (Gedweb, 2024). 2.3.4 Requisitos específicos relativos as estações de recarga isoladas A norma ABNT NBR IEC 61851-23 estabelece uma série de requisitos para o dimensio- namento das estações de recarga rápida. 2.3.4.1 Saídas nominais e potência máxima de saída A estação de recarga pode limitar sua corrente máxima sob uma condição dada, inde- pendente da potência nominal e a corrente demandada. A estação de recarga deve ser capaz de entregar a potência em CC na faixa de tensão [Vo,min,Vo,max] e a faixa de corrente regulada [Io,min, Io,max] dentro do limite de sua potência máxima Po,max à temperatura ambiente de -5 ◦C a 40 ◦C, abaixo de 1000 m do nível do mar. A estação de recarga não pode exceder a sua potência máxima, mesmo se a potência máxima requerida pelo VE for maior (Gedweb, 2024). 2.3.4.2 Regulação da corrente de saída no sistema de recarga de corrente controlada A tolerância entre a corrente de saída em comparação com o valor requerido enviado pelo VE deve ser ±150 mA para o requisito abaixo de 5 A, ±1,5 A para o requisito superior a 5A e inferior ou igual a 50 A, e ±3 % do valor requerido para 50 A ou mais (Gedweb, 2024). 2.3.4.3 Regulação da tensão de saída no sistema de recarga de tensão controlada A tolerância entre as tensões de saída em comparação com o valor requerido enviado pelo VE em regime estável não pode ser superior a 2 % para a tensão nominal máxima da estação de recarga (Gedweb, 2024). 2.3.4.4 Atraso de controle da corrente de recarga no sistema de recarga de corrente controlada A estação de recarga deve controlar a corrente de saída dentro de 1 s após a solicitação do VE, com uma precisão de controle especificada em 2.3.4.2 e com uma taxa de mudança dImin/dt de 20 A/s ou mais. Se o VE demandar uma corrente IN com um desvio inferior ou igual a 20 A 33 em comparação com o valor de corrente de base ID, a corrente de saída da estação de recarga deve estar dentro dos limites de tolerância indicados em 2.3.4.2 dentro de um tempo de atraso de 1 s. Por outro lado, se o VE solicitar qualquer corrente IN com um desvio superior a 20 A, a corrente de saída da estação de recarga deve estar dentro dos limites de tolerância indicados em 2.3.4.2 dentro de um tempo de atraso Td < |IN − ID|/(dImin/dt) (Gedweb, 2024). 2.3.4.5 Velocidade da diminuição da corrente de carga A estação de recarga deve ser capaz de reduzir a corrente com a velocidade de diminuição de 100 A/s, ou mais, em funcionamento normal. Para a parada de emergência é necessária uma velocidade de diminuição ainda maior (Gedweb, 2024). 2.3.4.6 Desvio periódico e aleatório da corrente de saída A ondulação de corrente da estação de recarga durante a regulação da corrente não pode exceder 1,5 A abaixo de 10 Hz, 6 A abaixo de 5 kHz, e 9 A abaixo de 150 kHz. A medição deve ser realizada com potência máxima e corrente máxima, ou no caso mais desfavorável, quando a tensão e corrente de saída correspondem teoricamente à ondulação máxima de corrente. A ondulação de corrente não está incluída na tolerância definida em 2.3.4.2 (Gedweb, 2024). 2.3.4.7 Desvio periódico e aleatório da tensão de saída O desvio máximo de tensão durante o estado de pré-carga e durante a recarga do VE não pode exceder ±5 % da tensão requerida. O declive máximo da tensão em funcionamento normal não pode exceder ±20 V/ms (Gedweb, 2024). 2.3.4.8 Corrente de inicialização Para um sistema de recarga combinado, nenhuma corrente de inicialização do lado CC nos dois sentidos, no fechamento dos contatores do VE e dos contatores da estação de recarga, se existir, pode exceder 2 A. A estação de recarga deve se encarregar de limitar a corrente de inicialização (Gedweb, 2024). 2.3.5 Comunicação 2.3.5.1 Configuração do sistema A comunicação entre a estação de recarga e o VE pode ser estabelecida por meio de uma comunicação básica e de uma comunicação de alto nível. As etapas principais do processo de recarga, como o início da recarga e a parada normal ou emergência, devem ser gerenciadas por meio da comunicação básica, com troca de sinais por meio das linhas do circuito piloto instaladas no sistema da estação de recarga. Além disso, a estação de recarga deve ser equipada com meios de comunicação digital para realizar o intercâmbio dos parâmetros de controle para a recarga 34 entre a estação de recarga e o VE, por meio da comunicação de alto nível. A comunicação digital por meio do gerenciamento de rede de comunicação (do inglês, Controller Area Network - CAN) e a comunicação digital por meio de cabos elétricos (do inglês, Power Line Communication - PLC) são utilizados pelos sistemas definidos em 2.3.3 (Gedweb, 2024). 2.3.5.2 Processos de controle de recarga e estado de recarga O processo de controle da estação de recarga deve consistir das seguintes etapas: inici- alização, transferência de energia e parada. A estação de recarga e o VE devem sincronizar o processo de controle entre si. Os sinais e informações que devem ser utilizados para a sincroni- zação são: sinais por meio do circuito piloto, parâmetros por meio do circuito de comunicação digital, e valores de medição. A estação de recarga e o VE devem preservar as limitações de tempo e as temporizações do controle para assegurar o controle da recarga (Gedweb, 2024). 2.3.5.2.1 Inicialização O VE e a estação de recarga trocam informações sobre suas limitações operacionais e parâmetros relevantes para o controle da recarga. A tensão de saída deve ser medida a fim de verificar se o VE e a estação de recarga estão conectados, antes do início da recarga, assim como para verificar se o VE e a estação de recarga estão desconectados ao final da recarga. A estação de recarga não pode passar para a seguinte etapa do processo de recarga se não for assegurada a compatibilidade como o VE. Após a verificação da compatibilidade, a estação de recarga deve realizar o ensaio de isolamento entre as linhas de potência CC e os invólucros. O conjunto conector do VE deve ser travado antes do ensaio de isolamento (Gedweb, 2024). 2.3.5.2.2 Transferência de energia O VE envia um valor de ajuste de corrente ou tensão de recarga para a estação de recarga ao longo do todo o processo de recarga. Para as estações de recarga de corrente e tensão controlada, os seguintes algoritmos devem ser aplicados: O VE pode ser recarregado como mestre e a estação de recarga como escravo; a estação de recarga deve receber o valor da corrente ou tensão de recarga que o VE demanda ao longo de todo o processo de recarga; a estação de recarga deve estabelecer o valor de comando como objetivo de controle e regular a corrente ou tensão de recarga; o valor de comando proveniente do VE deve ser notificado à estação de recarga em intervalos regulares; a estação de recarga deve regular a corrente ou tensão de recarga em resposta à mudança do valor de comando (Gedweb, 2024). 2.3.5.2.3 Parada A parada normal deve ocorrer quando a capacidade da bateria do VE atingir certo limite ou quando o processo de recarga for interrompido pelo usuário. A parada de emergência deve 35 ocorrer em situação de falha. Após a conclusão de processo de recarga, a fase de parada permite ao VE e à estação de recarga retornarem às condições anteriores. Se o final da recarga for notificado pelo VE, a estação de recarga deve reduzir a zero a corrente de recarga. Os contatores do lado do VE se abrem em uma corrente próxima de zero (Gedweb, 2024). 2.3.6 Estação de recarga do sistema de recarga combinado A norma ABNT NBR 61851-23 fornece os requisitos específicos relativos à estação de recarga para serem utilizados como um sistema de recarga combinado (sistema C). A tensão de saída atribuída é limitada a 1000 V. O diagrama do sistema de recarga combinado é apresentado na Figura 9. As definições e as funções gerais de sinais e contatos de proximidade (do inglês, Proximity Pilot - PP) e piloto (do inglês, Control Pilot - CP) são descritas na norma ABNT NBR IEC 61851-1, e a atribuição dos contatos do conjunto conector são indicados na norma IEC 62196-3. Neste sistema, o processo de fornecimento de energia ao VE é iniciado e comandado pelas mensagens enviadas pelo PLC e deve seguir os diagramas de sequência indicadas no Apêndice A (Gedweb, 2024). Figura 9 – Diagrama do sistema de recarga combinado de recarga ã ê é é çã çã é çã ê çã óçã í é Fonte: Adaptado de Gedweb (2024) 2.4 RESUMO DO CAPÍTULO Neste capítulo foram apresentados os diferentes tipos de classificação das estações de recarga na literatura. Além disso, algumas topologias da estrutura de potência de estações de recarga no mercado também foram apresentadas. Logo, os aspectos mais relevantes da norma ABNT NBR IEC 61851 para o desenvolvimento de uma estação de recarga foram detalhadas. 36 3 ESTRUTURA DE POTÊNCIA Este capítulo tem por objetivo modelar a estrutura de potência que será utilizada para um módulo de potência do conversor CC-CC. 3.1 REVISÃO BIBLIOGRÁFICA Na literatura existem diversas propostas topológicas de conversores CC-CC utilizados para aplicações de recarga de VE. A topologia em ponte completa (do inglês, Full Bridge - FB) é uma das mais empregadas em aplicações de média e alta potência. Alto rendimento e alta densidade de potência são suas características mais destacadas. Para esta topologia, o método de modulação por deslocamento de fase (do inglês, Phase Shifted - PS) fornece comutação em tensão zero (do inglês, Zero Voltage Switching - ZVS) nos interruptores, permitindo menores perdas de potência por comutação e a redução de interferência electromagnética. Em Sabate et al. (1990), Vlatkovic et al. (1992) se apresenta o conversor PSFB convenci- onal (Figura 10(a)), onde uma análise em regime permanente, uma caracterização de operação, uma derivação de um modelo de pequeno sinal e um procedimento de projeto são realizados. O conversor PSFB convencional utiliza a indutância de dispersão do transformador para atingir ZVS. A energia armazenada nessa indutância descarrega a capacitância parasita de um interrup- tor antes de ser ligado. No entanto, esta pode não ser suficiente para atingir ZVS com cargas reduzidas. Um aumento na indutância de dispersão resolveria esse problema; no entanto, isso levaria a uma redução de razão cíclica efetiva e maiores perdas de potência por condução devido ao aumento da corrente circulante. Além disso, os elementos parasitas geram oscilações no retificador de saída, o qual pode causar altos picos de tensão nos diodos retificadores. Redl, Sokal e Balogh (1991) propõem um conversor PSFB adicionando um indutor externo em série com o enrolamento primário do transformador e dois diodos de grampeamento, para reduzir as perdas de potência por comutação dos interruptores e os esforços de tensão nos diodos retificadores para uma faixa de carga completa. A Figura 10(b) apresenta a topologia deste conversor. O indutor externo auxilia em atingir ZVS dos interruptores e permite reduzir o pico de corrente de recuperação reversa dos diodos retificadores. Porém, a interação entre a capacitância de junção dos diodos retificadores e a indutância total gera surtos e oscilações de tensão. A adição dos diodos de grampeamento permite reduzir estes surtos e ondulações proporcionalmente à relação entre a indutância externa e a indutância de dispersão do transformador. Koo, Moon e Youn (2005) propõem um conversor PSFB que utiliza dois transformadores conectados em série nos enrolamentos primário e secundário, um retificador síncrono e um capacitor em série com os enrolamentos primários. A Figura 10(c) apresenta a topologia deste conversor. Esta proposta visa reduzir a corrente circulante, que afeta tanto as perdas de potência por comutação durante a desativação dos interruptores quanto as perdas de potência por condução. O capacitor adicionado incrementa a tensão entre os transformadores, o qual permite projetar uma maior relação de transformação primário-secundário. Isto permite reduzir a corrente circulante 37 no lado primário. Além disso, a dupla indutância de dispersão ajuda a reduzir as oscilações de tensão presentes durante o processo de desativação suave dos retificadores síncronos. Lee et al. (2008) propõem um conversor PSFB com um retificador tipo dobrador de tensão sem um indutor de filtro de saída. A Figura 10(d) apresenta esta topologia. A tensão nos diodos retificadores são grampeados à tensão de saída devido à falta de um indutor de filtro de saída. Além disso, os elevados esforços de corrente que caracterizam o retificador dobrador são reduzidos pelo processo de ressonância entre a indutância de dispersão do transformador e as capacitâncias de junção dos diodos retificadores, permitindo atingir menores perdas de potência por condução e fornecer comutação em corrente zero (do inglês, Zero Voltage Switching - ZCS) durante o processo de desativação dos diodos retificadores. Nesta topologia, a energia armazenada no indutor de dispersão do transformador é transferida para a saída, reduzindo assim a energia circulante durante o período de roda livre. Além disso, a corrente de magnetização do transformador ajuda a ampliar a faixa ZVS para cargas reduzidas. Gu et al. (2013) propõem um conversor combinando um circuito PSFB, um circuito ressonante de meia ponte, e um circuito de comutação híbrido no lado secundário. A Figura 10(e) apresenta esta topologia. Esta proposta permite atingir ZVS para uma faixa completa de carga com o auxílio do circuito ressonante. Além disso, a tensão de saída do circuito ressonante permite zerar a corrente no lado primário durante o período de roda livre, permitindo reduzir as perdas de potência por corrente circulante. Adicionalmente, o circuito de comutação híbrido permite grampear a tensão nos diodos retificadores e reduzir a indutância do filtro de saída a ser projetada. Nesta topologia, a energia é transferida para a saída combinando os modos de conversão por largura de pulso e ressonante durante as fases ativas. Por outro lado, a energia armazenada nos elementos reativos é transferida para a saída nas fases de roda livre. Isto aumenta a energia total transferida para a saída, conseguindo um maior rendimento do conversor. Lim, Jeong e Moon (2019) propõem um conversor PSFB adicionando um circuito de grampeamento com derivação central no enrolamento secundário do transformador. O circuito adicionado permite grampear a tensão nos diodos retificadores à tensão de entrada refletida no lado secundário. Além disso, este permite reduzir a indutância do filtro de saída a ser projetada, e diminuir o pico de corrente de recuperação reversa durante a desativação dos diodos retificadores. Nesta topologia, a energia circulante é transferida para a saída durante o período de roda livre, permitindo reduzir as perdas de potência por corrente circulante. Além disso, a indutância de magnetização do transformador desempenha um papel na obtenção de ZVS dos interruptores. A partir da revisão bibliográfica realizada, escolhe-se o conversor proposto por Lim, Jeong e Moon (2019) como base da estrutura de potência a ser proposta, devido à sua estrutura simples e propriedades para o desenvolvimento de um módulo de potência de alto rendimento, compacto e de baixo custo. Da mesma forma, uma contribuição ao trabalho de Lim, Jeong e Moon (2019) é feita ao estender o modelagem matemático e dimensionamento dos componentes deste conversor. 38 Figura 10 – Topologias de conversores CC-CC Fonte: Adaptado de Sabate et al. (1990), Redl, Sokal e Balogh (1991), Koo, Moon e Youn (2005), Lee et al. (2008), Gu et al. (2013) 39 3.2 ANÁLISE DA ESTRUTURA DE POTÊNCIA PROPOSTA A estrutura de potência proposta é apresentada na Figura 11. Esta topologia consiste em dois conversores PSFB com circuito grampeador, utilizando uma única ponte de interruptores e conectando em paralelo os enrolamentos primários dos transformadores. Além disso, um circuito de comutação de saída composto por dois relés é adicionado. A configuração de saída em paralelo é dada pela ativação do relé Sp, e a configuração de saída em série é dada pela ativação do relé Ss. Adicionalmente, capacitores de bloqueio são adicionados em série com os enrolamentos primários para evitar problemas de saturação dos transformadores (Ko et al., 2020). Figura 11 – Estrutura de potência proposta Fonte: Elaborado pelo autor (2023) Um circuito simplificado é derivado para a análise da estrutura de potência proposta, o qual é apresentado na Figura 12. Neste circuito simplificado, as capacitâncias parasitas de saída dos MOSFET C∗ oss, a capacitância de filtro de entrada C∗ i e as correntes nos componentes do lado primário i∗ são reduzidas à metade do seu valor. Figura 12 – Circuito simplificado da estrutura de potência Fonte: Elaborado pelo autor (2023) 40 Figura 13 – Formas de ondas do circuito simplificado Fonte: Elaborado pelo autor (2023) 41 3.2.1 Modos de operação As formas de onda do circuito simplificado em regime permanente são apresentadas na Figura 13. Em um período de chaveamento Ts existem dois meio ciclos simétricos, onde cada meio ciclo é dividido em dez modos de operação. As Figuras 14 e 15 apresentam os modos de operação para o meio ciclo positivo. Para sua análise, considera-se o seguinte: • A capacitância de grampeamento Cc é suficientemente grande para ser considerada uma fonte de tensão constante VCc dentro de um período de chaveamento. • A indutância de filtro de saída Lo é suficientemente grande para ser considerada uma fonte de corrente constante ILo dentro de um período de chaveamento. • A tensão no capacitor de bloqueio VCb é suficientemente pequena para ser ignorada. • O transformador é ideal, exceto para a indutância de dispersão Llk e a indutância de magnetização Lm. • Os interruptores são idênticos e ideais, exceto para as capacitâncias parasitas Coss e os diodos intrínsecos Dq, e com características de funcionamento no terceiro quadrante (Tang et al., 2023). • Os diodos são idênticos e ideais, exceto para as capacitâncias de junção C j. • Um indutor externo Lext é adicionado em série com a indutância de dispersão Llk. Modo 1 (t0 − t1) (Figura 14(a)): Este modo se inicia quando a comutação do diodo de grampeamento Dc2 para o diodo de grampeamento Dc1 é concluída. Neste modo, os interruptores Q1 e Q3, e os diodos retificadores D1 e D3 estão conduzindo, permitindo a transferência de energia do lado primário para o lado secundário Ptrans. Como o diodo de grampeamento Dc1 está conduzindo, a tensão na derivação central do transformador no lado secundário é grampeada em VCc. Isto permite que a tensão de saída do retificador vrect seja grampeada em 2VCc. Modo 2 (t1 − t2) (Figura 14(b)): Este modo se inicia quando o interruptor Q1 é desli- gado. Em seguida, as capacitâncias dos interruptores Q1 e Q2 são linearmente carregadas e descarregadas pela corrente primária do transformador iLlk. Como iLlk é a soma da corrente na indutância de magnetização do transformador iLm e da corrente na indutância do filtro de saída refletida no primário niLo, tem-se energia suficiente para atingir ZVS. As principais equações são expressadas como segue: vq1(t)+ vq2(t) =Vi (1) Coss ( dvq1(t) dt − dvq2(t) dt ) = iLlk(t1) (2) Modo 3 (t2 − t3) (Figura 14(c)): Este modo se inicia quando o diodo intrínseco do interruptor Q2 começa a conduzir. Neste modo, o período de roda livre é iniciado. Como os 42 diodos retificadores D1 e D3 estão conduzindo, a energia do lado primário para o lado secundário ainda está sendo transferida. Portanto, a perda de energia por corrente circulante é reduzida. Modo 4 (t3 − t4) (Figura 14(d)): Este modo se inicia quando o interruptor Q2 entra em condução. Dado que o diodo intrínseco estava conduzindo anteriormente, o interruptor Q2 atinge ZVS. Neste modo, o interruptor Q2 começa a operar no terceiro quadrante. Modo 5 (t4 − t5) (Figura 14(e)): Este modo se inicia quando o diodo de grampeamento Dc1 deixa de conduzir. Neste modo, o diodo de grampeamento Dc2 entra em condução e a tensão de saída do retificador vrect é grampeada em VCc. Além disso, como a tensão no indutor de dispersão vLlk é VCc/n, o qual é menor que 0,5Vi, o declive de corrente diLlk/dt resulta em um valor baixo. Por conseguinte, o declive de corrente nos diodos retificadores did/dt é reduzido, permitindo diminuir a corrente de recuperação reversa irr. Modo 6 (t5−t6) (Figura 15(a)): Este modo se inicia quando iLlk atinge iLm. Neste modo, os diodos retificadores D1 e D3 deixam de conduzir, começando um processo oscilatório das tensões reversas dos diodos retificadores vr. Como a tensão de saída do retificador vrect é grampeada em VCc, as tensões reversas dos diodos retificadores vr também são grampeadas em VCc. Modo 7 (t6 − t7) (Figura 15(b)): Este modo se inicia quando o interruptor Q3 é desligado. Em seguida, as capacitâncias dos interruptores Q3 e Q4 são linearmente carregadas e descarrega- das pela corrente iLlk. Como a tensão do transformador no lado secundário não fica grampeada, Lm participa do processo de ressonância. As principais equações são expressadas como segue: vq3(t)+ vq4(t) =Vi (3) Coss ( dvq3(t) dt − dvq4(t) dt ) = iLlk(t6) (4) Modo 8 (t7 − t8) (Figura 15(c)): Este modo se inicia quando os diodos retificadores D2 e D4 começam a conduzir. Em seguida, as tensões nos interruptores Q3 e Q4 são carregadas e descarregadas pela corrente ressonante iLlk. Neste modo, a tensão do transformador no lado primário é grampeada em −VCc/n. Por conseguinte, o ZVS é garantido pela energia armazenada na indutância de dispersão Llk. As principais equações são expressadas como segue: vq3(t) = VCc n + zoiLlk(t7)sinωo(t − t7) (5) vq4(t) =Vi − vq3(t) (6) iLlk(t) = iLlk(t7)cosωo(t − t7) (7) sendo zo = √ 0,5Llk/Coss e ωo = 1/ √ 2LlkCoss. Modo 9 (t8 − t9) (Figura 15(d)): Este modo se inicia quando o diodo intrínseco do interruptor Q4 começa a conduzir. Neste modo, o período de roda livre é finalizado. Além disso, parte da energia armazenada no capacitor de grampeamento Cc é transferida para o lado primário. Modo 10 (t9 − t10) (Figura 15(e)): Este modo se inicia quando o interruptor Q4 entra em condução. Dado que o diodo intrínseco estava conduzindo anteriormente, o interruptor Q4 atinge ZVS. Neste modo, o interruptor Q4 começa a operar no terceiro quadrante. 43 Figura 14 – Modos de operação do circuito simplificado - Parte 1 Fonte: Elaborado pelo autor (2023) 44 Figura 15 – Modos de operação do circuito simplificado - Parte 2 Fonte: Elaborado pelo autor (2023) 45 3.2.2 Modos de operação simplificados Na subseção anterior foram descritos os modos de operação do circuito simplificado da Figura 12. Porém, uma redução de modos é realizada ao omitir os modos que descrevem o processo de ressonância entre os elementos parasitas e intrínsecos, e os tempos mortos entre os interruptores de um mesmo braço, com o propósito de simplificar a análise matemática. Portanto, cinco modos de operação simplificados são obtidos. Modo A (ta − tb): Abrange o modo 1, no qual são obtidas as seguintes equações: iLlk(t) = iLlk(ta)+ nVi −2VCc nLlk (t − ta) (8) iLm(t) = iLm(ta)+ 2VCc nLm (t − ta) (9) iLo(t) = iLo(ta)+ 2VCc −VCo Lo (t − ta) (10) iCc(t) = 2(iLlk(t)− iLm(t)−nILo) n (11) sendo iLo a corrente no indutor de filtro de saída, iCc a corrente no capacitor de grampeamento, n a relação de transformação do transformador, e ILo a corrente média no indutor de filtro de saída. Modo B (tb − tc): Abrange os modos 2 a 4, no qual são obtidas as seguintes equações: iLlk(t) = iLlk(tb)− 2VCc nLlk (t − tb) (12) iLm(t) = iLm(tb)+ 2VCc nLm (t − tb) (13) iLo(t) = iLo(tb)+ 2VCc −VCo Lo (t − tb) (14) iCc(t) = 2(iLlk(t)− iLm(t)−nILo) n (15) Modo C (tc − td): Abrange o modo 5, no qual são obtidas as seguintes equações: iLlk(t) = iLlk(tc)− VCc nLlk (t − tc) (16) iLm(t) = iLm(tc)+ VCc nLm (t − tc) (17) iLo(t) = iLo(tc)− VCo −VCc Lo (t − tc) (18) iCc(t) = − iLm(t)+nILo − iLlk(t) n (19) Modo D (td − te): Abrange o modo 6, no qual são obtidas as seguintes equações: iLlk(t) = iLlk(td) = iLm(td) (20) iLm(t) = iLlk(td) = iLm(td) (21) iLo(t) = iLo(td)− VCo −VCc Lo (t − td) (22) iCc(t) = −ILo (23) 46 Modo E (te − t f ): Abrange os modos 7 a 10, no qual são obtidas as seguintes equações: iLlk(t) = iLlk(te)− nVi −VCc nLlk (t − te) (24) iLm(t) = iLm(te)− VCc nLm (t − te) (25) iLo(t) = iLo(te)− VCo −VCc Lo (t − te) (26) iCc(t) = − iLlk(t)− iLm(t)+nILo n (27) 3.2.3 Intervalos de tempo de operação Da Figura 13, a corrente no capacitor de grampeamento iCc é zero nos instantes de tempo iniciais dos modos A e C. Portanto, das Equações 11 e 19, obtém-se o seguinte: iCc(ta) = 0 = 2(iLlk(ta)− iLm(ta)−nILo) n (28) iCc(tc) = 0 = 2(iLlk(tc)− iLm(tc)−nILo) n (29) Logo, substituindo as Equações 16 e 17 em t = td e subtraindo-o, obtém-se o seguinte: iLlk(td)− iLm(td) = iLlk(tc)− iLm(tc)− VCc n ( 1 Llk + 1 Lm ) (td − tc) (30) Logo, substituindo as Equações 20 e 29 na Equação 30, o intervalo de tempo de operação do modo C é obtido como segue: tcd = td − tc = n2ILoLlk LnVCc = Ion Vcn Ts (31) sendo Ln = 1+Llk/Lm, Vcn = LnVCc/(nVi) a tensão normalizada no capacitor de grampeamento, e Ion = nLlk fsILo/Vi a corrente normalizada de saída. Logo, substituindo as Equações 8 e 9 em t = tb e subtraindo-o, obtém-se o seguinte: iLlk(tb)− iLm(tb) = iLlk(ta)− iLm(ta)+ Vi Llk (tb − ta)− 2VCc nLr (tb − ta) (32) sendo Lr = LlkLm/(Llk +Lm). Logo, substituindo as Equações 12 e 13 em t = tc e subtraindo-o, obtém-se o seguinte: iLlk(tc)− iLm(tc) = iLlk(tb)− iLm(tb)− 2VCc nLr (tc − tb) (33) Logo, substituindo as Equações 28 e 29 nas Equações 32 e 33, obtém-se o seguinte: Vi Llk (tb − ta) = 2VCc nLr (tc − ta) (34) Define-se a razão cíclica efetiva como De = (tc − ta)/Ts. Logo, substituindo na Equação 34, o intervalo de tempo de operação do modo A é obtido como segue: tab = tb − ta = 2DeLnVCc n fsVi = 2DeVcnTs (35) 47 Substituindo a Equação 35 na definição de De, o intervalo de tempo de operação do modo B é obtido como segue: tbc = tc − tb = DeTs − tab = De(nVi −2LnVCc) n fsVi = De(1−2Vcn)Ts (36) Logo, substituindo as Equações 24 e 25 em t = t f e subtraindo-o, obtém-se o seguinte: iLlk(t f )− iLm(t f ) = iLlk(te)− iLm(te)− Vi Llk (t f − te)+ VCc nLr (t f − te) (37) Como os meios ciclos são simétricos, então iLlk(t f ) = −iLlk(ta) e iLm(t f ) = −iLm(ta). Logo, substituindo as Equações 20 e 28 na Equação 37, o intervalo de tempo de operação do modo E é obtido como segue: te f = t f − te = n2ILoLlk nVi −LnVCc = Ion 1−Vcn Ts (38) Como meio ciclo corresponde a meio período de comutação, então a soma dos intervalos de tempo tab + tbc + tcd + tde + te f é igual a 0,5Ts. Substituindo as Equações 31, 35, 36 e 38 na condição anterior, o intervalo de tempo de operação do modo D é obtido como segue: tde = te − td = (0,5−De)Ts − n3ViILoLlk LnVCc(nVi −LnVCc) = ( 0,5−De − Ion Vcn(1−Vcn) ) Ts (39) 3.2.4 Razão cíclica efetiva A razão cíclica efetiva De foi definida como De = (tc − ta)/Ts. No entanto, pode ser expressa como uma função da razão cíclica de controle D. Na Figura 13, obtém-se DTs = te f +tab. Logo, substituindo as Equações 35 e 38 na condição anterior, De é obtida como segue: De = nViD 2LnVCc − n3 fsViILoLlk 2LnVCc(nVi −LnVCc) = 0,5 Vcn ( D− Ion 1−Vcn ) (40) 3.2.5 Ganho A tensão média em um indutor em regime permanente é zero. Além disso, a frequência da corrente no indutor de filtro de saída é o dobro da frequência de chaveamento fs, pois a corrente no indutor de filtro de saída é a mesma em ambos meios ciclos. Considerando o anterior, obtém-se o seguinte para o indutor de filtro de saída: 1 Ts ∫ Ts 0 vLo(t)dt = 2 Ts ∫ t f ta vLo(t)dt = 2 Ts ∫ t f ta Lo diLo(t) dt dt = 0 (41) Substituindo as Equações 10 e 26 na Equação 41, obtém-se o seguinte: (2VCc −VCo)(tab + tbc) = (VCo −VCc)(tcd + tde + te f ) (42) Logo, substituindo as Equações 31, 35, 36, 38 e 39 na Equação 42 e definindo o ganho como M =VCo/(nVi), o ganho é obtido na Equação 43. M = VCc(2De +1) nVi (43) 48 3.2.6 Tensão do capacitor de grampeamento A corrente média em um capacitor em regime permanente é zero. Além disso, a frequência da corrente no capacitor de grampeamento é o dobro da frequência de chaveamento fs, pois a corrente no capacitor de grampeamento é a mesma em ambos meios ciclos. Considerando o anterior, obtém-se o seguinte para o capacitor de grampeamento: 1 Ts ∫ Ts 0 iCc(t)dt = 2 Ts ∫ Ts/2 0 iCc(t)dt = 2 Ts ∫ t f ta iCc(t)dt = 0 (44) Substituindo as Equações 11 e 27 e a Equação 40 na Equação 44, obtém-se o seguinte:( D− Ion 1−Vcn )2 = Ion(Vcn −D) 1−2Vcn (45) Logo, reestruturando a Equação 45, obtém-se: 0 = α3V 3 cn −α2V 2 cn +α1Vcn −α0 (46) sendo α3 = 2σ2 1 +σ2, α2 = 5σ2 1 − 3σ1 + 2σ2, α1 = 2σ2 1 + 2(σ1 − 1)2 +σ2, α0 = (σ1 − 1)2 + σ1, σ1 = D/Ion, e σ2 = 1/Ion. Portanto, resolvendo a Equação 46, a tensão no capacitor de grampeamento é obtida como VCc = nVcnVi/Ln. Por outro lado, substituindo a Equação 43 na Equação 46, a tensão no capacitor de grampeamento também é obtida resolvendo a Equação 47. 0 = β4V 4 cn −β3V 3 cn +β2V 2 cn −β1Vcn +β0 (47) sendo β4 = 2, β3 = 3+ 4Mn, β2 = 1+ 2Ion + 6Mn + 2M2 n , β1 = (Mn + 2)Ion + 2Mn + 3M2 n e β0 = (Mn + Ion)Ion +M2 n , e Mn = LnM o ganho normalizado. Na Equação 45, deriva-se que Vcn ≤ D ≤ 0,5. Portanto, a solução real única nas Equações 46 e 47 é obtida considerando a condição anterior. Para o caso especial de uma carga resistiva Ro, onde VCo = ILoRo, a tensão no capacitor de grampeamento é obtida resolvendo a Equação 48. 0 = γ4V 4 cn − γ3V 3 cn + γ2V 2 cn + γ1Vcn − γ0 (48) sendo γ4 = Ron, γ3 = 1+ 2Ron − 2(DRon + 1)2, γ2 = Ron −D2Ron −DRon(5DRon + 6), γ1 = 2DRon(2DRon +1)+D2(2Ron +1), γ0 = D2R2 on +D2(Ron +1), e Ron = LnRo/(n2Llk fs). Neste caso, o ganho normalizado é calculado como Mn = Ron(D+VCn)(1−VCn)/(Ron +1−RonVCn). As Figuras 16 e 17 apresentam as formas de onda normalizadas da tensão no capacitor de grampeamento e o ganho. Nota-se que o aumento de Ion vai reduzindo a faixa de operação disponível de VCn e Mn até seu valor limite em 0,0656. Por outro lado, o decremento de Ion aumenta a faixa de operação disponível de VCn e Mn, no entanto, requere-se faixas mais pequenas e estreitas de D em Mn < 0,5 para garantir uma ampla faixa de operação da estrutura de potência. 3.2.7 Esforços elétricos Os principais esforços elétricos são apresentados nesta subseção. 49 Figura 16 – Forma de onda da tensão normalizada no capacitor de grampeamento Fonte: Elaborado pelo autor (2023) Figura 17 – Forma de onda do ganho normalizado Fonte: Elaborado pelo autor (2023) 3.2.7.1 Corrente máxima na indutância de magnetização Da Figura 13, os valores máximo e mínimo da corrente na indutância de magnetização correspondem a iLm(td) e −iLm(td), respectivamente. Logo, utilizando as Equações 9 e 25, a corrente máxima na indutância de magnetização iLm,max é obtida como segue: iLm(td)− (−iLm(td)) = VCc nLm te f + 2VCc nLm tab + 2VCc nLm tbc + VCc nLm tcd (49) iLm,max = iLm(td) = VCc 2nLm (te f +2tab +2tbc + tcd) = ViD 2 fsLmLn (50) 50 3.2.7.2 Corrente máxima no capacitor de grampeamento Da Figura 13, o valor máximo da corrente no capacitor de grampeamento é dado no instante de tempo final do modo A. Logo, utilizando as Equações 15, 23, 32 e 37, a corrente máxima no capacitor de grampeamento iCc,max é obtida como segue: iCc,max = 2(iLlk(tb)− iLm(tb)−nILo) n (51) iCc,max = 2 n ( nVi −2VCcLn nLlk tab + nVi −VCcLn nLlk te f −nILo ) = εILo (52) sendo ε = 4DeVCn(1−2VCn)/Ion. 3.2.7.3 Corrente máxima na indutância de dispersão Da Figura 13, os valores máximo e mínimo da corrente na indutância de dispersão correspondem a iLlk(tb) e −iLlk(tb), respectivamente. Logo, utilizando as Equações 8 a 24, a corrente máxima na indutância de dispersão iLlk,max é obtida como segue: iLlk(tb)− (−iLlk(tb)) = 2VCc nLlk tbc + VCc nLlk tcd + nVi −VCc nLlk te f + nVi −2VCc nLlk tab (53) iLlk,max = iLlk(tb) = nILoζb (54) sendo ζb = 1+0,5(1−Ln)(1−2VCn)/(Ln(1−VCn))+VCnDe(1+Ln −4VCn)/(LnIon). Logo, a corrente na indutância de dispersão nos instantes de tempo no início e final de cada estágio de operação são calculados a partir das Equações 8 a 24 e a Equação 53 como segue: iLlk(ta) = iLlk(tb)− nVi −2VCc nLlk tab = nILoζa (55) iLlk(tc) = iLlk(tb)− 2VCc nLlk tbc = nILoζc (56) iLlk(td) = iLlk(te) = iLlk(tc)− VCc nLlk tcd = nILoζd (57) sendo ζa = ζb − 2DeVCn(Ln − 2VCn)/(IonLn), ζc = ζb − 2DeVCn(1 − 2VCn)/(IonLn), e ζd = iLm,max/(nILo). 3.2.7.4 Corrente média na entrada Da Figura 13, a corrente média na entrada Iin,me é calculada como segue: Iin,me = 2 Ts ∫ tb te−0,5Ts iLlk(t)dt = 2 Ts (∫ tb ta iLlk(t)dt − ∫ t f te iLlk(t)dt ) (58) Iin,me = nILo ( tab Ts (ζa +ζb)+ te f Ts (ζa −ζd) ) (59) 51 3.2.7.5 Corrente eficaz na entrada Da Figura 13, a corrente eficaz na entrada Iin,e f é obtida como segue: Iin,e f = √ 2 Ts ∫ tb te−0,5Ts i2Llk(t)dt = √ 2 Ts (∫ tb ta i2Llk(t)dt + ∫ t f te i2Llk(t)dt ) (60) Iin,e f = nILo √ 2 3 { tab Ts (ζ 2 a +ζ 2 b +ζaζb)+ te f Ts (ζ 2 a +ζ 2 d −ζaζd) } (61) 3.2.7.6 Corrente eficaz no primário do transformador Da Figura 13, a corrente eficaz no primário do transformador Iprim,e f é obtida como segue: Iprim,e f = √ 2 Ts ∫ te te−0,5Ts i2Llk(t)dt = nILo √ 2Ipn 3Ts (62) sendo Ipn = tab(ζ 2 a +ζ 2 b +ζaζb)+ tbc(ζ 2 b +ζ 2 c +ζbζc)+ tcd(ζ 2 c +ζ 2 d +ζcζd)+3ζ 2 d tde+ te f (ζ 2 a + ζ 2 d −ζaζd). 3.2.7.7 Tensão de bloqueio nos interruptores Da Figura 13, a tensão de bloqueio nos interruptores é Vq,br =Vi. 3.2.7.8 Corrente eficaz nos interruptores Da Figura 13, a corrente eficaz nos interruptores Iq,e f é obtida como segue: Iq,e f = √ 1 Ts ∫ tb te−0,5Ts i2Llk(t)dt = Iprim,e f√ 2 (63) 3.2.7.9 Tensão máxima nos diodos Da Figura 13, a tensão máxima nos diodos retificadores é Vd,max = 2VCc e nos diodos de grampeamento são Vdc1,max = 0,5VCc e Vdc2,max =VCc. 3.2.7.10 Tensão de recuperação reversa nos diodos Da Figura 13, a tensão de recuperação reversa nos diodos retificadores se considera Vd,rr = 0,5VCc e nos diodos de grampeamento são Vdc1,rr = 0,5VCc e Vdc2,rr =VCc. 52 3.2.7.11 Corrente média nos diodos Da Figura 13, as correntes médias nos diodos de grampeamento Idc1,me e Idc2,me são obtidas como segue: Idc1,me = 2 Ts ∫ tc ta iCc(t)dt = 2 Ts iCc,max(tab + tbc) 2 = iCc,maxDe (64) Idc2,me = 2 Ts ∫ t f tc −iCc(t)dt = ILo Ts (tcd +2tde + te f ) = iCc,maxDe (65) Similarmente, as correntes médias nos diodos retificadores superiores e inferiores Id,up,me e Id,dw,me são obtidas como segue: Id,up,me = 1 Ts ∫ te te−0,5Ts (Io − idc2(t))dt = Io 2Ts (2DeTs + tcd + te f ) (66) Id,dw,me = 1 Ts ∫ te te−0,5Ts (Io + iCc(t))dt = 1 Ts ∫ te te−0,5Ts Iodt = Io 2 (67) 3.2.7.12 Corrente eficaz nos diodos Da Figura 13, as correntes eficazes nos diodos de grampeamento Idc1,e f e Idc2,e f são obtidas como segue: Idc1,e f = √ 2 Ts ∫ tc ta i2Cc(t)dt = iCc,max √ 2De 3 (68) Idc2,e f = √ 2 Ts ∫ t f tc i2Cc(t)dt = Io √ 2 Ts ( tcd 3 + tde + te f 3 ) (69) Similarmente, as correntes eficazes nos diodos retificadores superiores e inferiores Id,up,e f e Id,dw,e f são obtidas como segue: Id,up,e f = √ 1 Ts ∫ te te−0,5Ts (Io − idc2(t))2dt = Io √ 1 Ts ( DeTs + tcd 3 + te f 3 ) (70) Id,dw,e f = √ 1 Ts ∫ te te−0,5Ts (Io + iCc(t))2dt = √ 1 2 ( I2 o + I2 dc1,e f + I2 dc2,e f ) (71) 3.2.7.13 Declives de corrente nos diodos Da Figura 13, o declive de corrente durante o processo de desativação dos diodos retificadores é did/dt = ILo/tcd , e os declives de corrente durante o processo de desativação dos diodos de grampeamento são didc1/dt = iCc,max/tbc e didc2/dt = Io/te f . 3.2.7.14 Corrente eficaz no capacitor de grampeamento Da Figura 13, a corrente eficaz no capacitor de grampeamento ICc,e f é obtida como segue: ICc,e f = √ 1 Ts ∫ te te−0,5Ts i2Cc(t)dt = √ I2 dc1,e f + I2 dc2,e f (72) 53 3.2.7.15 Corrente eficaz no secundário do transformador Da Figura 13, a corrente eficaz no secundário do transformador Isec,e f é obtida como segue: Isec,e f = √ 1 Ts ∫ te te−0,5Ts (id1(t)+ id2(t)))2dt = √ I2 d,up,e f + I2 d,dw,e f (73) 3.2.7.16 Corrente eficaz no capacitor de filtro de entrada Da Figura 13, a corrente eficaz no capacitor de entrada ICi,e f é obtida como segue: ICi,e f = √ I2 in,e f − I2 in,me (74) 3.2.7.17 Corrente eficaz no capacitor de filtro de saída Da Figura 13, a corrente eficaz no capacitor de saída ICo,e f é obtida como segue: ICo,e f = √ 1 Ts ∫ te te−0,5Ts (iLo(t)− ILo)2dt = ∆iLo 2 √ 3 (75) sendo ∆iLo a ondulação de corrente no indutor de filtro de saída. 3.2.8 Máxima indutância de dispersão A condição necessária e suficiente para garantir a sequência completa dos modos de operação é tde ≥ 0. Logo, substituindo as Equações 39, 40, 43 e 45 na condição anterior, o valor máximo de indutância de dispersão a ser projetado é obtido na Equação 76. Llk ≤ ViIon,max n fsIo (76) sendo Ion,max = min{Ion,1, Ion,2}, e Ion,1 e Ion,2 as soluções reais da Equação 77 para os ganhos normalizados mínimo Mn,min e máximo Mn,max a ser projetados, respectivamente. 0 = I3 on + γ2I2 on + γ1Ion + γ0 (77) sendo γ2 = 4M2 n −3,5Mn, γ1 = 0,875M4 n −0,625M3 n −1,25M2 n +Mn, γ0 = 0,25M2 n(Mn −1)3. 3.2.9 Máxima indutância de magnetização No modo 8, o diodo intrínseco Dq4 começara a conduzir quando as tensões nas capaci- tâncias parasitas vq3(t) e vq4(t) atingem Vi e 0, respectivamente, e quando iLlk(t)≥ 0. Sabendo que iLlk(t8) = iLlk(td) = iLm,max, e substituindo a Equação 4 na condição anterior, a condição necessária para garantir ZVS nos interruptores Q3 e Q4 é obtida como segue: 1 2 Llki2Lm,max ≥Coss ( Vi − VCc n )2 (78) 54 Logo, substituindo as Equações 40 e 49 na Equação 78, o valor máximo de indutância de magnetização a ser projetado é obtido na Equação 79. Lm ≤ zoLnD 2 fs(Ln −Vcn) (79) 3.2.10 Mínima indutância do filtro de saída Da Figura 13, os valores de corrente máxima e mínima no indutor de filtro de saída são dadas nos instantes de tempo t = ta e t = tc, respectivamente. Logo, utilizando as Equações 10 e 14, a ondulação de corrente no indutor de filtro saída é obtida como segue: ∆iLo = iLo(tc)− iLo(ta) = 2VCc −Vo Lo tab + 2VCc −Vo Lo tbc = (2VCc −Vo)De Lo fs (80) Logo, considerando um valor máximo de ondulação de corrente no indutor de filtro saída ∆iLo,max a ser projetado, o valor mínimo de indutância de filtro de saída é obtido como segue: Lo ≥ (2VCc −Vo)De ∆iLo,max fs (81) 3.2.11 Mínima capacitância de grampeamento Da Figura 13, os valores de tensão máxima e mínima no capacitor de grampeamento são dadas nos instantes de tempo t = ta e t = tc, respectivamente. Logo, utilizando as Equações 11 e 15, a ondulação de tensão no capacitor de grampeamento é obtida como segue: ∆vCc = vCc(tc)− vCc(ta) = 1 Cc ∫ tc ta iCc(t)dt = iCc,maxDe 2 fsCc (82) Com o propósito de evitar problemas de saturação na tensão do capacitor de grampea- mento, a condição VCc +0,5∆vCc < 0,5nVi deve ser atendida. Logo, substituindo a Equação 82 na condição anterior, o valor mínimo de capacitância de grampeamento é obtido como segue: Cc ≥ iCc,maxDe 2 fs(nVi −2VCc) (83) 3.2.12 Mínima capacitância de filtro de entrada Da Figura 13, os valores de tensão máxima e mínima no capacitor de filtro de entrada são dadas nos instantes de tempo onde a corrente no capacitor de filtro de entrada é zero. Logo, a ondulação de tensão no capacitor de filtro de entrada é obtida como segue: ∆vCi = 1 Ci ∫ iCi(t)dt = 1 Ci ∫ (iin(t)− Iin,med)dt ≈ iLlk,maxD(1−D)2 2 fsCi (84) Considerando um valor máximo de ondulação de tensão no capacitor de filtro de entrada ∆vCi,max, o valor mínimo de capacitância de filtro de entrada é obtido como segue: Ci ≥ iLlk,maxD(1−D)2 2 fs∆vCi,max (85) 55 3.2.13 Mínima capacitância de filtro de saída Da Figura 13, os valores de tensão máxima e mínima no capacitor de filtro de saída são dados nos instantes de tempo onde a corrente no capacitor de filtro de saída é zero. Logo, a ondulação de tensão no capacitor de filtro de saída é obtida como segue: ∆vCo = 1 Co ∫ iCo(t)dt = 1 Co ∫ (iLo(t)− Io)dt = ∆iLo 8 fsCo (86) Considerando um valor máximo de ondulação de tensão no capacitor de filtro de saída ∆vCo,max, o valor mínimo de capacitância de filtro de saída é obtido na Equação 87. Co ≥ ∆iLo 8 fs∆vCo,max (87) 3.2.14 Mínima capacitância de bloqueio Da Figura 13, os valores de tensão máxima e mínima no capacitor de bloqueio são dadas nos instantes de tempo onde a corrente no enrolamento primário é zero. Logo, a ondulação de tensão no capacitor de bloqueio é obtida como segue: ∆vCb = 1 Cb ∫ iLlk(t)dt = 1 fsCb ( 1 Ts ∫ iLlk(t)dt ) = Icbn fsCb (88) sendo Icbn = 0,5nILo fs((ζa +ζb)tab +(ζb +ζc)tbc +(ζc +ζd)tcd +2ζdted +(ζa −ζd)te f ). Con- siderando um valor máximo de ondulação de tensão no capacitor de bloqueio ∆vCb,max, o valor mínimo de capacitância de bloqueio é obtido na Equação 89. Cb ≥ Icbn ∆vCb,max fs (89) 3.2.15 Tempo morto Da Equação 2, o tempo morto mínimo necessário para atingir ZVS nos interruptores Q1 e Q2 é obtido como segue: Tdt,lead = 2CossVi iLlk,max (90) Similarmente, utilizando as Equações 4 e 7, o tempo morto mínimo necessário para atingir ZVS nos interruptores Q3 e Q4 é obtido como segue: Tdt,lag = Tdt,lag,modo7 +Tdt,lag,modo8 = 2CossVCc niLm,max + 1 ωo arcsin ( nVi −VCc nzoiLm,max ) (91) 3.3 MODELO DINÂMICO DA ESTRUTURA DE POTÊNCIA O modelo dinâmico do circuito simplificado da Figura 12 é derivado seguindo o procedi- mento apresentado em Erickson e Maksimovic (2001), obtendo-se um modelo por espaço de estados em pequenos sinais. 56 3.3.1 Modelo por espaço de estados em pequenos sinais O modelo dinâmico é obtido a partir do modelo médio. Logo, a tensão média no indutor de filtro de saída e a corrente média no capacitor de grampeamento são obtidos como segue: ⟨vLo(t)⟩Ts = Lo 〈 diLo(t) dt 〉 Ts = 1 Ts ∫ Ts 0 vLo(t)dt (92) ⟨iCc(t)⟩Ts =Cc 〈 dvCc(t) dt 〉 Ts = 1 Ts ∫ Ts 0 iCc(t)dt (93) Logo, a partir da Figura 13 e as Equações 92 e 93, o modelo médio em grande sinal por espaço de estados é obtido como segue:〈 diLo(t) dt 〉 Ts = (2vCc(t)− vCo(t))de(t)− (vCo(t)− vCc(t))d′ e(t) 0,5Lo (94)〈 dvCc(t) dt 〉 Ts = iLo(t)(ε(t)de(t)Ts − (d′ e(t)Ts + tde(t))) CcTs (95) sendo d′ e(t) = 0,5−de(t). Definindo as variáveis como xi(t) = Xi + x̃i, onde Xi é o valor médio e x̃i é a variação em pequeno sinal, e substituindo-o nas Equações 94 e 95, o modelo médio em pequeno sinal é obtido como segue: Lo dĩLo(t) dt = γvccṽCc + γded̃e − ṽCo (96) Cc dṽCc(t) dt = λiloĩLo +λvccṽCc +λded̃e +λviṽi (97) sendo λvcc = ILo(VCn/VCc){8(0,5−2VCn)D2 e/Ion − Ion(1−2VCn)/(V 2 Cn(1−VCn) 2)}, γde = 2VCc, γvcc = 1+2De, λilo = 2De −1+2Ion/(VCn(1−VCn)), λde = ILo{16(0,5−VCn)VCnDe/Ion +2}, e λvi = (ILo/Vi){Ion/(1−VCn) 2 −8V 2 CnD2 e/Ion}. 3.3.2 Método de controle por razão cíclica Neste método se controla diretamente a razão cíclica. Como dTs = te f + tab, o modelo médio em pequeno sinal da variável de controle por razão cíclica d é obtida como segue: d̃ = δ d iloĩLo +δ d vccṽCc +δ d ded̃e −δ d viṽi (98) sendo δ d vcc = (VCn/VCc){2De+ Ion/(1−VCn) 2}, δ d de = 2VCn, δ d vi = (2DeVCn+ Ion/(1−VCn) 2)/Vi, e δ d ilo = Ion/(ILo(1−VCn)). 3.3.3 Método de controle por pico de corrente Neste método se controla indiretamente a razão cíclica por meio do controle do pico de corrente de iin. De Ko et al. (2020), uma compensação em rampa é necessária de modo a evitar problemas de oscilação subarmônicas e instabilidade. Portanto, um circuito de compensação em rampa é aplicado à corrente de entrada, tal como se mostra na Figura 18. 57 Figura 18 – Forma de onda da corrente de entrada com compensação de rampa. Fonte: Elaborado pelo autor (2023) Da Figura 18, a variável de controle por pico de corrente é expressada como ic = iin,max +mcdTs, sendo mc o declive da rampa de compensação. Logo, o modelo médio em pequeno sinal da variável de controle por pico de corrente ic é obtida como segue: ĩc = δ ic iloĩLo +δ ic vccṽCc +δ ic ded̃e −δ ic vi ṽi (99) sendo δ ic ilo = δ 0 ilo +mcTsδ d ilo, δ ic vcc = δ 0 vcc +mcTsδ d vcc, δ ic de = δ 0 de +mcTsδ d de, δ ic vi = δ 0 vi +mcTsδ d vi, δ 0 ilo = 0,5n(1+ (Ln −VCn)/(1−VCn))/Ln, δ 0 vcc = 0,5nILoVCn((Ln − 1)/(1−VCn) 2 + 2De(1+ Ln −8VCn)/Ion)/(LnVCc), δ 0 vi = 0,5nILo((Ln −1)VCn/(1−VCn) 2 −8V 2 CnDe/Ion)/(LnVi), e δ 0 de = nILoVCn(1+Ln −4VCn)/(LnIon). 3.3.4 Funções de transferência Substituindo as Equações 96 e 97 na Equação 98 e 99, e aplicando a transformada de Laplace, o modelo em pequeno sinal no domínio de Laplace é obtido como segue: ΨiloĩLo(s) = Ψuũ(s)+Ψviṽi(s)−ΨvcoṽCo(s) (100) sendo Ψilo = (LoCcδ u de)s 2 +{Lo(λdeδ u vcc −λvccδ u de)+Cc(γdeδ u ilo)}s+λdeγvccδ u ilo +λiloγdeδ u vcc − λvccγdeδ u ilo−λiloγvccδ u de, Ψu = (Ccγde)s+λdeγvcc−λvccγde, Ψvco = (Ccδ u de)s+λdeδ u vcc−λvccδ u de, Ψvi = (Ccγdeδ u vi)s+λdeγvccδ u vi +λviγdeδ u vcc −λvccγdeδ u vi −λviγvccδ u de, e u a variável de controle. Logo, considerando uma impedância de saída z̃o(s), o modelo em pequeno sinal é reestruturado como segue: (ΨiloΨzo +Ψvco)ĩLo(s) = ΨuΨzoũ(s)+ΨviΨzoṽi(s) (101) (ΨiloΨzo +Ψvco)ṽCo(s) = Ψuũ(s)+Ψviṽi(s) (102) sendo Ψzo = (Co)s+ z̃−1 o (s). Das Equações 101 e 102, as funções de transferências do sistema são obtidas como segue: Gilou = ĩLo(s)/ũ(s) = ΨuΨzo/(ΨiloΨzo +Ψvco) (103) Gilovi = ĩLo(s)/ṽi(s) = ΨviΨzo/(ΨiloΨzo +Ψvco) (104) Gvcou = ṽCo(s)/(ũ(s) = Ψu/(ΨiloΨzo +Ψvco) (105) Gvcovi = ṽCo(s)/ṽi(s) = Ψvi/(ΨiloΨzo +Ψvco) (106) Gvcoilo = ṽCo(s)/ĩLo(s) = 1/Ψzo (107) 58 3.3.5 Condição de estabilidade Com o propósito de verificar se a estabilidade do conversor pode ser determinado unicamente pela ação de um controlador, o critério de Routh-Hurwitz é utilizado no po- linômio característico Θ = ΨiloΨzo +Ψvco. O polinômio característico é reestruturado como Θ = ζ u 3 s3+ζ u 2 s2+ζ u 1 s+ζ u 0 . Logo, a condição de estabilidade por Routh-Hurwitz é determinada seguindo o procedimento em Erickson e Maksimovic (2001), obtendo-se as seguintes condições: ζ u 3 > 0, ζ u 2 > 0, ζ u 1 ζ u 2 −ζ u 0 ζ u 3 > 0, e ζ u 0 > 0. As condições anteriores devem ser atingidas para uma determinada região de operação do conversor. No caso do controle por pico de corrente, cinco condições são derivadas para a obtenção do declive mínimo da rampa de compensação mc,min com o propósito de garantir a condição de estabilidade, tal como segue: mc,1 =− fsζ 0 3 /ζ d 3 , mc,2 =− fsζ 0 2 /ζ d 2 , mc,3 =− fsζ 0 0 /ζ d 0 (108) mc,4 = 0.5 fs ( −κ1 + √ κ2 1 −4κ0κ2 ) /κ2 (109) mc,5 =−0.5 fs ( κ1 + √ κ2 1 −4κ0κ2 ) /κ2 (110) κ0 = ζ 0 1 ζ 0 2 −ζ 0 0 ζ 0 3 , κ1 = ζ 0 1 ζ d 2 +ζ 0 2 ζ d 1 −ζ 0 0 ζ d 3 −ζ 0 3 ζ d 0 , κ2 = ζ d 1 ζ d 2 −ζ d 0 ζ d 3 (111) mc,min = max{mc,i} ; i = {1,2,3,4,5} (112) 3.4 SISTEMA MODULAR DA ESTRUTURA DE POTÊNCIA Um sistema de conversão modular consiste em múltiplos módulos de conversores conec- tados em série e/ou paralelo nos lados de entrada e saída. Este sistema pode ser classificado em quatro estruturas básicas em função do tipo de conexão: entrada série - saída série (do inglês, Input Series Ouput Series - ISOS), entrada série - saída paralela (do inglês, Input Series Ouput Parallel - ISOP), entrada paralela - saída série (do inglês, Input Parallel Ouput Series - IPOS), e entrada paralela - saída paralela (do inglês, Input Parallel Ouput Parallel - IPOP). Chen et al. (2009) ressaltam algumas vantagens deste sistema, tais como: fácil projeto térmico como resultado do compartilhamento de potência por cada módulo, processo de projeto mais curto, melhora da confiabilidade do sistema devido à redundância, e fácil expansão da capacidade de potência do sistema. Na literatura existem diversos trabalhos de pesquisa relacionados com os sistemas de conversão modular. Em Ayyanar, Giri e Mohan (2004), a configuração de um sistema modular tipo ISOP para conversores CC-CC isolados é analisada. Neste trabalho, um esquema de controle de três malhas é utilizado para atingir a divisão da tensão de entrada (do inglês, Input Voltage Sharing - IVS), o compartilhamento da corrente de saída (do inglês, Output Current Sharing - OCS), e a regulação da tensão de saída (do inglês, Output Voltage Regulation - OVR), onde estas malhas de controle são projetadas independentemente. Nesta proposta, a estabilidade do sistema ISOP é analisado utilizando o modelo de resistência negativa incremental dos conversores CC-CC. 59 Em Giri et al. (2006) se propõe um método de controle para um sistema modular tipo ISOP para conversores CC-CC isolados. Nesta proposta, a razão cíclica de todos os módulos conversores é a mesma, onde o IVS e OCS são atingidos sem a necessidade de controladores dedicados ou sensores associados. Este método permite uma operação estável do sistema, mesmo na presença de relações de transformação desequilibradas. Em Huang e Tse (2007) se descreve uma classificação dos esquemas de paralelismo para conversores CC-CC usando um enfoque da teoria de circuitos. Neste trabalho se identificam todas as possíveis estruturas e esquemas de controle para os diferentes esquemas de paralelismo. Além disso, uma comparação das características e limitações destes esquemas é realizada. Em Ruan et al. (2009) se propõe uma estratégia de controle para um sistema modular tipo ISOP com conversores PSFB. Esta estratégia permite desacoplar as malhas de controle IVS e a malha de regulação de corrente (do inglês, Output Current Regulation - OCR), permitindo um projeto independente destas malhas. Além disso, discute-se a relação entre o IVS e o OCS do sistema ISOP e a