Ilha Solteira (SP), maio de 2010 UNIVERSIDADE ESTADUAL PAULISTA – UNESP FACULDADE DE ENGENHARIA DE ILHA SOLTEIRA – FEIS PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA GUILHERME DE AZEVEDO E MELO ““RREETTIIFFIICCAADDOORR EENNTTRREELLAAÇÇAADDOO BBOOOOSSTT,, NNOO MMOODDOO DDEE CCOONNDDUUÇÇÃÃOO DDEESSCCOONNTTÍÍNNUUAA,, CCOOMM TTÉÉCCNNIICCAA DDEE CCOORRRREEÇÇÃÃOO DDAA CCOORRRREENNTTEE DDEE EENNTTRRAADDAA EE EELLEEVVAADDOO FFAATTOORR DDEE PPOOTTÊÊNNCCIIAA,, PPAARRAA AAPPLLIICCAAÇÇÃÃOO EEMM SSIISSTTEEMMAA TTRRÓÓLLEEBBUUSS”” Orientador: Prof. Dr. Carlos Alberto Canesin Tese submetida à Faculdade de Engenharia de Ilha Solteira – FEIS – UNESP, como parte dos requisitos exigidos para a obtenção de título de Doutor em Engenharia Elétrica. FICHA CATALOGRÁFICA Elaborada pela Seção Técnica de Aquisição e Tratamento da Informação Serviço Técnico de Biblioteca e Documentação da UNESP - Ilha Solteira. Melo, Guilherme de Azevedo e. M528r Retificador entrelaçado boost, no modo de condução descontínua, com técnica de correção da corrente de entrada e elevado fator de potência, para aplicação em sistema trólebus / Guilherme de Azevedo e Melo. -- Ilha Solteira : [s.n.], 2010 211 f. : il. Tese (doutorado) - Universidade Estadual Paulista. Faculdade de Engenharia de Ilha Solteira. Área de conhecimento: Automação, 2010 Orientador: Carlos Alberto Canesin l. Trólebus. 2. Eletrônica de potência. 3. Correção do fator de potência. 4. Energia elétrica - Distribuição. AAGGRRAADDEECCIIMMEENNTTOOSS Nossa natureza prima pela sobrevivência, entretanto a razão nos torna capazes de estabelecer relações coerentes, além de uma visão globalmente justa, criando conexões para um universo melhor. Com essa filosofia, estarei sempre em busca de inovações tecnológicas e da formação e capacitação de novos profissionais que compartilhem desta linha de raciocínio, contando desde já com a equipe que me apoiou e proporcionou este trabalho. Desta forma, gostaria de agradecer inicialmente ao meu orientador, professor Dr. Carlos Alberto Canesin, que vem me propiciando uma carreira próspera em nossos dez anos de convivência. Agradeço também à todos os parceiros envolvidos nesse e projeto, entre eles, o engenheiro Rodrigo A. N. de Oliveira, que participou ativamente na construção, montagem e testes do equipamento desenvolvido nesse projeto, ao professor Dr. Flávio Serrão Gonçalves, que deu suporte no desenvolvimento do projeto, controle e programação, aos colegas do Laboratório de Eletrônica de Potência (LEP), Moacyr Aureliano Gomes de Brito, Leonardo Poltronieri Sampaio, Marcelo Rubia da Silva pelo apoio e relação de amizade reforçada a cada dia e aos colegas que participaram inicialmente com propostas tecnológicas; professor Dr. Luiz Carlos Gomes de Freitas, professor Dr. Falcondes J. M. Seixas e professor Dr. Luiz Carlos de Freitas. Agradeço também à todos aqueles que apoiaram esse projeto direta ou indiretamente: À CAPES - Coordenação de Aperfeiçoamento de Pessoal de Nível Superior, pelo fomento concedido à minha formação,à Universidade Estadual Paulista – UNESP pelo apoio com a estrutura física, à Himalaia S. A. e seus funcionários pelo apoio estrutural e de seus funcionários, à ANEEL em parceria com a AES-Eletropaulo pelo apoio logístico e fomento do projeto, assim como seus funcionários diretamente ligados ao projeto; Jerry M. Muno e Marcelo dos Santos. Ao meu sogro Ginival Antônio Calegari e à minha sogra Quioco Teresa Haguio Calegari pelo apoio de sempre. Ao meu pai Jayro Gonçalves Melo e à minha mãe Edna Maria de Azevedo e Melo por seus ensinamentos baseados na honestidade e companheirismo, desempenhando um papel importantíssimo na minha formação pessoal. Em especial à minha esposa Daniela Bianca Calegari e Melo, que participou de todo este processo com paciência e compreensão, além de me apoiar nos momentos críticos de minha vida. RREESSUUMMOO Esta tese apresenta o desenvolvimento e os principais resultados para um retificador monofásico pré-regulador ”boost” para aplicação em sistema trólebus, possibilitando sua alimentação em corrente alternada (CA) ou em corrente contínua (CC), mantendo- se o sistema tradicional de distribuição da alimentação a dois fios. A estrutura proposta é composta por um retificador monofásico convencional, conectado a um conversor “boost” entrelaçado com cinco células, operando no modo de condução descontínua (MCD), reduzindo as perdas de comutação no diodo “boost”, interferências eletromagnéticas (EMI - electromagnetic interference) e propiciando o controle de forma simples, robusta e confiável para a estrutura. Além disso, devido às características das linhas de distribuição, a estrutura proposta pode atuar como conversor CA para CC ou CC para CC, fornecendo nível de tensão dentro da faixa adequada para o barramento CC. Quando alimentado pelo sistema em CA monofásico, o conversor propicia elevado fator de potência com reduzida distorção harmônica total de corrente (DHTi), atendendo plenamente às restrições da norma internacional IEC 61000-3-4. Adicionalmente, uma técnica de correção para a corrente de entrada, utilizando referência da tensão de entrada, é utilizada para garantir os baixos níveis de distorção harmônica, uma vez que a operação do pré-regulador retificador “boost” entrelaçado em MCD ocorre com reduzido ganho estático. Para a implementação do controle da regulação de tensão e correção da corrente de entrada, é empregado um dispositivo FPGA (field programmable gate array) utilizando linguagem de descrição de hardware (VHDL - verilog hardware description language). Utilizando o mesmo dispositivo FPGA, foi desenvolvido um controle de gerenciamento da operação, promovendo a comutação automática quando das transições entre os sistemas de alimentação CA para CC e vice-versa, mantendo as características originais do barramento CC do sistema de acionamento do trólebus. Após uma breve revisão, é apresentado o processo de desenvolvimento do trabalho, contendo a metodologia de projeto com todas as expressões matemáticas necessárias, simulações, circuitos de controle, assim como maquetes digitais 3D (CAD - Computer- Aided Design) para apresentar cada parte singular do conversor, desenvolvidas para dois protótipos, um em escala reduzida de potência (15kW) e outro em escala nominal de potência (150kW). Desta forma, embasada neste conjunto de fatores, a tese consiste na afirmação de que a alteração do sistema tradicional de alimentação em CC para um sistema monofásico em CA garantirá não somente a continuidade dos sistemas trólebus, como promoverá a expansão do sistema, a baixos custos, principalmente em grandes centros urbanos, possibilitando um sistema adequado, eficiente e ecologicamente correto de transporte de massa, promovendo melhorias significativas na qualidade de vida das populações. Finalmente, a presente proposta de tese encontra-se inserida na temática da “Mobilidade Urbana Sustentável” em virtude do desenvolvimento e inovação para um modal de transporte coletivo eletrificado, de reduzido impacto ambiental, nos aspectos estruturais e da operação do sistema. Palavras-Chave: Transporte Coletivo tipo Trólebus; Correção do Fator de Potência; Conversor Boost Entrelaçado; Eficiência Energética; Distribuição de Energia Elétrica. AABBSSTTRRAACCTT This thesis presents the development and experimental analysis of a special input stage converter for a Trolleybus type vehicle allowing its operation in AC (two wires, single- phase) or DC distribution networks. The proposed input stage architecture is composed by a conventional single-phase rectifier connected with a five interleaved boost rectifiers operating in discontinuous conduction mode (DCM), avoiding commutation boost diode losses, electromagnetic interference (EMI) and promoting simple control actions, robustness and reliability for the structure. Furthermore, due to the power lines characteristics, the proposed input power structure can act as AC to DC or as DC to DC converter providing a proper DC output voltage range required to the DC bus. When operating as AC to DC, the converter is capable to provide high power factor with reduced input current harmonic distortion, complying with the imposed restrictions by IEC 61000-3-4 standard. In addition, a special input current correction technique, using input voltage reference, is employed in order to achieve low harmonic distortions considering operation with low voltage static gain for the DCM interleaved boost rectifier pre-regulator. For implementation of the output voltage control and input current correction was used a field programmable gate array (FPGA) device with verilog hardware description language (VHDL). In addition using the same FPGA device, a management control system was implemented, promoting the required automatic operation changes when the vehicle is commuted from the DC power supply to the AC power supply and vice- versa, keeping the original electrical DC bus characteristics for the trolleybus. After a brief review, a development work process is presented, containing the design methodology with all needed mathematical expressions, simulations, control circuits, as well as a 3D Computer-Aided Designs (CAD) in order to present each single converter part developed for two different prototypes, one in low power level (15kW) and other in nominal power level (150kW). Therefore, based on this set of features, this thesis proves that modification on the traditional DC feeding system to a single-phase AC feeding system guarantee not only the continuity of trolleybus system, but promotes the system expansion with low overall cost, mainly for large cities in order to allow an adequate, efficiency and green power mass transportation system, allowing significant improvements in quality life of populations. Finally, this thesis proposal is inserted in the subject of “Sustainable Urban Mobility” from the development and innovation, on the structural and operational aspects, for a transportation electrified modal with reduced environment impact. Keywords: Trolleybus; Mass transportation; Power Factor Correction; Interleaved boost converter; Energy Efficiency; Electrical Power Distribution. AACCRRÔÔNNIIMMOOSS EE AABBRREEVVIIAATTUURRAASS 3D Tridimensional AC “Alternated Current” AgCl Cloreto de Prata AIEE “American Institute of Electrical Engineers” AT&T “American Telephone and Telegraph” CA Corrente Alternada CA-CA Corrente Alternada para Corrente Alternada CA-CC Corrente Alternada para Corrente Contínua CAD “Computer-Aided Design” CC Corrente Contínua CC-CA Corrente Contínua para Corrente Alternada CC-CC Corrente Contínua para Corrente Contínua CCM “Continuous Conduction Mode” CFP Correção do Fator de Potência CI Componentes Integrados CMOS “Complementary Metal-Oxide Transistor” CMTC Companhia Municipal de Transpores Coletivos CrCM “Critical Conduction Mode” CTA Companhia Tróleibus Araraquara DC “Direct Current” DCM “Discontinuous Conduction Mode” DHT Distorção Harmônica Total DHTi Distorção Harmônica Total da corrente EDA “Electronic Design Automation” EMI “Electromagnetic Interference” FD Fator de deslocamento da corrente FM Modulação em frequência FP Fator de Potência FPGA “Field Programmable Gate Array” FT Função de transferência GBR Garagem do Brás GE “General Electric” HCMOS “High-speed Complementary Metal-Oxide Transistor” IEC “International Electrotechnical Commission” IEEE “Institute of Electrical and Electronics Engineers” IGBT “Insulated Gate Bipolar Transistor” IRR “Infinite Impulse Response” LCD “Liquid Cristal Display” Litz Construção de cabo com vários fios isolados LVTTL “Low Voltage Transistor-transistor Lógic” MCC Modo de Condução Contínua MCCr Modo de Condução Crítica MCD Modo de Condução Descontínua MOSFET “Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor” PAC Ponto de acoplamento de carga PFC “Power Factor Correction” PhD “Philosophiæ Doctor” (Latin) PI Proporcional Integral PSMD Pólo no semi-plano direito PWM “Pulse Width Modulation” RAM “Random Access Memory” RF Rádio Frequência RSE Resistência série do capacitor SAR Successive Approximation Register SCR “Silicon Controlled Rectifier” SPtrans São Paulo Transporte S.A. THD “Total Harmonic Distortion” THDi “Total Harmonic Distortion – on current” VDE “Association for Electrical, Electronic & Information Technologies” VHDL “Verilog Hardware Description Language” XST “Xilinx Synthesis Technology” ZCS “Zero Current Switching” ZVS “Zero Voltage Switching” SSIIMMBBOOLLOOGGIIAA A Área Acu Área da seção transversal de cobre em um condutor ADC Conversor analógico digital (“Analogic Digital Converter”) Ae Área do magnético no cálculo de núcleo para indutor AL Indutância em nH por número de espiras ao quadrado Aw Área da janela do núcleo B Indução magnética Bca Parcela alternada da densidade de fluxo magnético Bm Densidade de fluxo operacional para núcleo magnético C0es Capacitância de saída do transistor CEL Banco capacitivo pertencente ao trólebus (após o retificador) Cf Capacitor de filtro CF Banco capacitivo pertencente ao trólebus (antes do retificador) cos(ϕ) Fator de deslocamento da corrente Cx Capacitor com índice (x) D Razão cíclica no ponto quiescente d Razão cíclica variável Dx Diodo com índice (x) f Frequência em Hz fc Frequência de corete fCLK Frequência de operação do dispositivo aplicado ao controle digital FM Ganho do modulador PWM fr Frequência de ressonância frede Frequência da rede de alimentação fs Frequência de chaveamento G Ganho estático GC(s) Função de transferência do compensador GVC(s) Função de transferência do controle de saída com correção da corrente H(s) Função de transferência I0 Corrente de saída IC0 Corrente no banco capacitivo de saída Ief Corrente eficaz de entrada do conversor IefD Corrente eficaz no diodo “boost” IefL Corrente eficaz no indutor IefS Corrente eficaz no transistor Iin Corrente de entrada Imd Corrente média de entrada do conversor ImdD Corrente média no diodo “boost” ImdL Corrente média no indutor ImdS Corrente média no transistor Ix Corrente constante com índice (x) ix Corrente no domínio do tempo com índice (x) Ix(t) Corrente com índice (x) no domínio do tempo ix(t) Corrente no domínio do tempo com índice (x) J Densidade de corrente Jmáx Densidade de corrente máxima k Fator de acomodação dos enrolamentos no núcleo k Genericamente utilizado como constante KADC Ganho do conversor analógico digital KD Ganho do sensor de tensão KDOUT Ganho do sensor Hall para a tensão de saída Ke Condição elétrica KF Ganho do sinal “Feed Forward” Kf Coeficiente de perdas por correntes parasitas Kg Coeficiente geométrico para núcleo magnético Kh Coeficiente de perdas por histerese Ku Fator de utilização para projeto de núcleo magnético kw Fator de acomodação para o enrolamento l Comprimento lar Entreferro de ar LE1 Indutor de alisamento da corrente de entrada pertencente ao trólebus lesp Comprimento médio das espiras Lf Indutor de filtro Lx Indutor com índice (x) MPL Comprimento do caminho magnético m(t) Média da função m(t) em um período de tempo n Índice para formas de onda discretizadas nc Número de células entrelaçadas nL Número de espiras do elemento magnético P Potência em watts PC Potência consumida pelo capacitor PC0 Potência dissipada no banco capacitivo de saída do conversor PcomutD Perdas por comutação no diodo PcomutS Perdas por comutação no transistor PcomutS Potência dissipada no transistor durante a comutação PcondD Perdas por condução no diodo PcondS Perdas por condução no transistor PcondS Potência dissipada no transistor por condução Pcu Perdas no cobre PD Potência total dissipada pelo diodo PEE Perdas de potência no núcleo do tipo EE Pgr Perdas no grampeador Pin(t) Potência fornecida pela fonte PNL Potência de carga não linear Pperdas Perdas no semicondutor utilizado PR(t) Potência consumida pela carga resistiva Psn Perdas no “snubber” RC PTOR Perdas de potência no núcleo do tipo EE [W] Rcu Resistência total do enrolamento de cobre Ron(Sat) Resistência em condução do transistor na saturação rT Resistência em condução do diodo Rth Resistência térmica em kelvin por watt RthCD Resistência térmica cápsula dissipador [°C /W] RthDA Resistência térmica dissipador ambiente [°C /W] RthJC Resistência térmica junção cápsula [°C /W] Rx Resistor com índice (x) Sx Elemento semicondutor controlado chaveado com índice (x) T Período de chaveamento t Tempo em segundos Ta Temperatura ambiente [°C] Td(off) Atraso para o bloqueio do transistor tf Tempo de queda da corrente Tj Temperatura da junção [°C] TV(s) Ganho de laço Tv(s) Ganho de laço Tx Temperatura com índice (x) V0 Tensão de saída v2L(t) Variável composto pelas oscilações com dobro da frequência da rede Vcore Volume do núcleo VF Tensão direta de condução diodo Vin Tensão de entrada VM Valor de pico de Vrampa Von(Sat) Tensão direta de condução do transistor na saturação Vrampa Onda de tensão dente de serra utilizada no modulador PWM Vref Tensão de referência para o controle VS Ganho de sinal “feed forward” VS(off) Tensão sobre o transistor quando bloqueado Vx Tensão com índice (x) vx Tensão com índice (x) no domínio do tempo vx(t) Tensão com índice (x) no domínio do tempo WK Densidade de perdas no núcleo [W/kg] WL Energia armazenada no indutor Wtfe Massa do núcleo [kg] X(n) Parâmetro ou forma de onda discretizada (em função de n pontos) X0 Parâmetro com índice relativo à saída Xb Parâmetro com índice relativo à “boost” Xgr Parâmetro com índice relativo à “snubber” RCD (grampeador) Xp Parâmetro com índice relativo à valor de pico XP Parâmetro com índice relativo à potência constante XR Parâmetro com índice relativo à puramente resistivo Xsn Parâmetro com índice relativo à “snubber” RC XT Parâmetro com índice relativo à total (t) Variável com valor constante com oscilações de chaveamento (t) Variável de pequenos sinais Valor médio da função x no tempo α Ganho estático para o retificador pré-regulador (Considera Vp) β Inverso do ganho estático para o retificador pré-regulador λ Corrente normalizada na carga µ Permeabilidade µAP Permeabilidade magnética do núcleo composto por “iron powder” µ0 Permeabilidade no vácuo η Rendimento ξ Coeficiente de amortecimento ρ Resistividade ρcu Resistividade do cobre σ parâmetro genérico utilizado em expressões de exemplo δ Profundidade de penetração da corrente no condutor δcu Profundidade de penetração da corrente em um condutor δ δ Q x y Derivada parcial de x com relação à y no ponto Q ∆B Variação da indução magnética ∆ix Variação da corrente com índice (x) em um intervalo de tempo ∆tx Intervalo de tempo com índice (x) ∆vx Variação da tensão com índice (x) em um intervalo de tempo ω Frequência angular SSUUMMÁÁRRIIOO CAPÍTULO 1 INTRODUÇÃO GERAL ................................................................................................... 15 1.1 AS BASES DA TECNOLOGIA....................................................................................................................... 19 1.2 SISTEMAS DE TRAÇÃO ELÉTRICA ............................................................................................................. 24 1.3 O SISTEMA TRÓLEBUS ............................................................................................................................ 28 1.4 CORREÇÃO ATIVA DO FATOR DE POTÊNCIA PARA FONTES DE ALIMENTAÇÃO ............................................. 34 CAPÍTULO 2 ANÁLISES QUALITATIVA E QUANTITATIVA PARA O RETIFICADOR “BOOST" ENTRELAÇADO ........................................................................................................................................ 44 2.1 ASSOCIAÇÃO DE ESTRUTURAS CONVERSORAS ......................................................................................... 45 2.2 EQUACIONAMENTO DO CONVERSOR “BOOST” EM MODO DE CONDUÇÃO DESCONTÍNUA (MCD) ..................... 49 1ª Etapa de Funcionamento ∆t1 = (t0 - t1) ................................................................................................... 50 2.2.1 2ª Etapa de Funcionamento ∆t2 = (t1 - t2) .......................................................................................... 50 2.2.2 3ª Etapa de Funcionamento ∆t3 = (t2 - t3) .......................................................................................... 51 2.2.3 Ganho estático de tensão ................................................................................................................. 52 2.2.4 Principais formas de onda ................................................................................................................. 53 2.2.5 Equacionamento do pré-regulador retificador “boost” em MCD ....................................................... 55 2.3 METODOLOGIA DE PROJETO .................................................................................................................... 60 2.3.1 Cálculo da variação na tensão de entrada ........................................................................................ 61 2.3.2 Cálculo dos elementos de filtro do pré-regulador retificador ............................................................ 62 2.3.3 Cálculo das Correntes ....................................................................................................................... 63 2.3.4 Distorção Harmônica Total da Corrente (DHTi) e Fator de Potência ............................................... 65 2.3.5 Metodologia para o projeto dos indutores ......................................................................................... 66 2.3.6 Cálculo dos “Snubbers” e dos Grampeadores para os Semicondutores .......................................... 69 2.3.7 Perdas e Rendimento no Conversor ................................................................................................. 71 2.3.8 Discussões para Operação em CC ou CA ........................................................................................ 76 2.4 CONCLUSÕES ......................................................................................................................................... 77 CAPÍTULO 3 DESENVOLVIMENTO DAS LEIS DE CONTROLE ........................................................ 79 3.1 EQUILÍBRIO DE POTÊNCIA ........................................................................................................................ 80 3.2 LEI DE CONTROLE CONVENCIONAL – RAZÃO CÍCLICA CONSTANTE ............................................................ 85 3.3 LEI DE CONTROLE - CORREÇÃO DA CORRENTE DE ENTRADA .................................................................... 89 3.3.1 Lei de Controle – Tensão de Saída (Vo) no Laço de Correção ........................................................ 92 3.3.2 Lei de Controle – Valor da Tensão de Referência no Laço de Correção ......................................... 94 3.4 PROJETO DO LAÇO DE REALIMENTAÇÃO ................................................................................................... 96 3.4.1 Implementação do Controle Digital ................................................................................................... 97 3.4.2 Função de Transferência em Pequenos Sinais GVC(s) ................................................................... 101 3.4.3 Ganho do Modulador Digital (FM) .................................................................................................... 102 3.4.4 Ganho do sensor de tensão de saída (KDOUT) ................................................................................. 103 3.4.5 Ganho do conversor A/D (KADC) ...................................................................................................... 103 3.4.6 Projeto do Compensador no Plano S (frequência) ......................................................................... 104 3.4.7 Emulação do Projeto Digital ............................................................................................................ 107 3.4.8 Implementação do Controle Digital usando dispositivo FPGA........................................................ 109 3.4.9 Implementação dos Blocos Funcionais ........................................................................................... 110 3.4.10 Simulação Digital ........................................................................................................................... 118 3.5 CONCLUSÕES ....................................................................................................................................... 125 CAPÍTULO 4 PROTÓTIPO EM ESCALA REDUZIDA DE POTÊNCIA (15 KW) ................................ 127 4.1 ESPECIFICAÇÕES DO PROJETO .............................................................................................................. 130 4.1.1 Dados Gerais para o Projeto do pré-regulador retificador com 5 células entrelaçadas ................. 130 4.1.2 Variação da Tensão de Entrada ...................................................................................................... 131 4.1.3 Semicondutores ............................................................................................................................... 131 4.1.4 Capacitor de Saída e Indutor “Boost” .............................................................................................. 133 4.1.5 “Snubber” RC e RCD....................................................................................................................... 134 4.1.6 Filtro de EMI .................................................................................................................................... 134 4.1.7 Estimativa de Perdas e Rendimento do Conversor ........................................................................ 135 4.1.8 Dissipadores de Calor para os Semicondutores ............................................................................. 136 4.1.9 Elementos e Parâmetros Gerais do Projeto .................................................................................... 137 4.1.10 Arranjos e estimativas de massa, volume e densidade de potência ............................................ 137 4.2 CIRCUITOS DO ESTÁGIO DE CONTROLE .................................................................................................. 139 4.2.1 Sensores de Tensão ....................................................................................................................... 140 4.2.2 Conversores A/D ............................................................................................................................. 140 4.2.3 Estágio de Condicionamento de Sinais do Conversor A/D ............................................................. 141 4.2.4 Estágio de Condicionamento de Sinais para o “Driver” SKHI 10/12 ............................................... 142 4.2.5 Condicionamento de Sinais dos Sensores de Temperatura ........................................................... 144 4.2.6 Estágio de Condicionamento de Sinais para o comando do contator ............................................ 145 4.2.7 Centralizadora dos Circuitos de Condicionamento ......................................................................... 146 4.2.8 Alimentação regulada dos Circuitos de Controle ............................................................................ 147 4.2.9 Controle (Proteções) ....................................................................................................................... 148 4.3 RESULTADOS EXPERIMENTAIS ............................................................................................................... 151 4.3.1 Modulação PWM Convencional ...................................................................................................... 152 4.3.2 Modulação com Correção de Corrente ........................................................................................... 153 4.3.3 Testes de Modos de Operação ....................................................................................................... 155 4.3.4 Análises da forma de onda da corrente de entrada com tensão nominal de alimentação ............. 162 4.3.5 Equilíbrio de Temperatura ............................................................................................................... 164 4.4 CONCLUSÕES ....................................................................................................................................... 164 CAPÍTULO 5 PROTÓTIPO EM ESCALA NOMINAL DE POTÊNCIA (150 KW) ................................ 166 5.1.1 Dados Gerais para o Projeto do pré-regulador retificador com 5 células entrelaçadas em 150kW 167 5.1.2 Variação da Tensão de Entrada ...................................................................................................... 168 5.1.3 Semicondutores ............................................................................................................................... 168 5.1.4 Capacitor de Saída e Indutor “Boost” .............................................................................................. 170 5.1.5 “Snubber” RC e RCD....................................................................................................................... 171 5.1.6 Filtro de EMI .................................................................................................................................... 172 5.1.7 Estimativa de Perdas e Rendimento do Conversor ........................................................................ 172 5.1.8 Dissipadores de Calor para os Semicondutores ............................................................................. 173 5.1.9 Elementos e Parâmetros Gerais do Projeto .................................................................................... 174 5.1.10 Arranjos e estimativas de massa, volume e densidade de potência ............................................ 174 5.2 RESULTADOS DE SIMULAÇÃO ................................................................................................................. 176 5.3 COMPONENTES DO PROTÓTIPO DE 150KW ............................................................................................ 182 5.4 MODIFICAÇÕES NO TRÓLEBUS ............................................................................................................... 185 5.4.1 Sistema de Potência........................................................................................................................ 185 5.4.2 Sistema de Controle ........................................................................................................................ 187 5.5 RESULTADOS EXPERIMENTAIS ............................................................................................................... 188 5.5.1 Resultados Preliminares no Laboratório ......................................................................................... 188 5.5.2 Resultados Experimentais no Trólebus........................................................................................... 189 5.6 CONCLUSÃO ......................................................................................................................................... 198 CAPÍTULO 6 CONCLUSÃO GERAL E PROPOSTA DE CONTINUIDADE DA PESQUISA ............. 201 6.1 CONCLUSÃO ......................................................................................................................................... 201 6.2 PROPOSTA DE CONTINUIDADE DA PESQUISA .......................................................................................... 203 REFERÊNCIAS ........................................................................................................................................ 204 15 CCaappííttuulloo 11 IINNTTRROODDUUÇÇÃÃOO GGEERRAALL Independentemente da área de atuação, região geográfica ou etnia, o homem sempre esteve buscando por melhorias no intuito de garantir maior qualidade de vida. A história da humanidade apresenta estas situações continuamente, resultando em avanços tecnológicos profícuos em muitos aspectos e até mesmo por uma perspectiva global. Entretanto, devido a fatores como a instintiva individualidade natural do ser humano gerado por um modelo social com déficit de controle sobre exageros na expansão de sistemas pela falta de uma visão global e principalmente pelas políticas protecionistas e movidas à base de interesses imediatos, muitas vezes tornam a evolução catastrófica. Tais catástrofes atingem o meio ambiente de forma impiedosa, e ironicamente afetam os próprios promotores do feito. Um dos acontecimentos da evolução tecnológica que vislumbra estas facetas advém dos sistemas de transporte humano e de cargas, incluindo os sistemas de transporte coletivo de seres humanos, onde o trólebus é um dos personagens. Idealizado pelo alemão Werner von Siemens no final da década de 1870, o trólebus foi uma evolução do bonde, que ganhou rapidamente a simpatia da Inglaterra e Estados Unidos da América, atingindo marcas notáveis de expansão em menos de duas décadas. Até o final da década de 1930, o transporte coletivo elétrico foi predominado pelos bondes, uma vez que os trólebus iniciaram sua jornada através de singelos sistemas na Alemanha a partir de 1909. Entretanto, em 1939, uma extraordinária quantidade de trólebus foi produzida para abastecer grandes capitais na Europa principalmente, totalizando uma quantia de 3429 veículos em funcionamento [1]. Até o final da década de 1950 a tecnologia dos sistemas trólebus apresentava uma evolução gradativa, de forma a atender as necessidades do mercado de transporte coletivo, entretanto, embora oferecesse motor ruidoso e de menor eficiência, seu concorrente, o ônibus a diesel o superou em virtude de maior facilidade de fabricação e aproveitamento de tecnologia oriunda dos caminhões a diesel. O processo de transição dos veículos elétricos para os movidos a combustão foi baseado quase exclusivamente por uma análise econômica, visto que o custo de 16 um veículo a diesel era inferior devido ao elevado número de peças produzidas e uma vez que o preço do petróleo era subsidiado para incentivar o transporte de cargas. Desta forma, por mais que as bases da geração elétrica nos países europeus e norte americanos sejam poluentes (geração térmica), fatores importantes como a eficiência energética e a emissão de gases poluentes não foram avaliados no processo de substituição dos bondes e trólebus por ônibus a diesel [2]. Derivados da inventividade de von Siemens, o trólebus e o bonde surgiram praticamente na mesma época (1882) através da busca por veículos de transporte de pessoas alimentado através de rede elétrica aérea em corrente contínua. Em 1900 foi criada a primeira linha comercial de trólebus, em Paris, já no Brasil, desde 1914 se tencionava instalar em SP um sistema de trólebus, rápido e com possibilidade de atendimento da região acidentada da Zona Norte, mas a idéia não prosperou. São Paulo voltou a cogitar os trólebus em 1937, época em que a energia elétrica era considerada o bem do século. Entretanto, somente através da comissão nomeada por Prestes Maia na década seguinte, definiu-se a primeira linha de trólebus no Brasil e no dia 22 de Abril de 1949 com 30 veículos importados dos EUA e Inglaterra, a primeira linha de trólebus do país foi finalmente inaugurada pelo Governador Adhemar de Barros. Entre os anos de 1963 a 1969, observou-se uma importante fase na história do sistema trólebus no Brasil: a CMTC passou a construir os trólebus em sua própria oficina, com mão de obra própria. A partir de 1967 o sistema de trólebus entrou em crise, com a desativação parcial ou total em várias cidades Brasileiras. Um dos fatos que levaram a tal desativação foi a ineficiente reposição de peças, uma vez que a grande maioria dos carros eram importados. A partir de 1978, inicia-se uma nova etapa na história do trólebus. Os primeiros sinais do ressurgimento dos ônibus elétricos foram observados quando as primeiras cinco unidades foram encomendadas pela CTA, de Araraquara. Em 1980 a CMTC encomendou 200 trólebus ao consórcio formado pelas empresas Ciferal (carroceria), Scania (chassi) e Tectronic (controle de tração), e mais 12 trólebus deste tipo à CTA. Em 1985 foram entregues à CMTC dois protótipos de trólebus articulados. Um deles possuía chassi Volvo, carroceria Caio e equipamento elétrico Villares, com o prefixo nº 8000. O outro possuía chassi Scania, carroceria Marcopolo e equipamento elétrico PowerTronics com prefixo nº 8001. Em 1994 a CMTC foi extinta, sendo criada a São Paulo Transportes (SPTrans), que abriu uma licitação para todo o sistema de ônibus em SP para empresas particulares. Nesta licitação, as 3 garagens 17 de trólebus, definidas pela licitação, tinham regras diferenciadas para operar o sistema de ônibus elétrico, e, as 3 empresas teriam que comprar pelo menos 37 trólebus novos, além disso, a empresa que operaria a Garagem do Tatuapé teria que reformar os 284 trólebus (Ciferal e Marcopolo) existentes na Garagem. Neste contexto, a garagem do Brás (GBR) passou a ser operada pela Transbraçal, com cerca de 100 trólebus Villares. A garagem do Socorro passou a ser operada pela Imperial, que mais tarde viraria a Viação Santo Amaro, com 78 trólebus Mafersa, além dos trólebus articulados Caio 8000. A garagem do Tatuapé passou a ser operada pela Eletrobus, com 284 trólebus Ciferal e Marcopolo e 1 trólebus articulado Marcopolo 8001. Em 1997, a operação do corredor São Mateus-Jabaquara é passada para a iniciativa privada. A Metra, pertencente ao grupo da Eletrobus de SP, passa a operar o corredor Metropolitano do ABC, e adquire 10 trólebus Marcopolo Torino Gv articulado, com chassi Volvo, tração Powertronics. Em 1999 entra em operação o serviço circular central com cerca de 25 trólebus adesivados, circulando pelo centro de S.Paulo, ligando os Terminais Pq. Dom Pedro II, Bandeira e Princesa Isabel, com as linhas 2001, 2002 e 2003, com operação da Eletrobus. Em 2002 a empresa Eletrobus deixa São Paulo e a garagem do Tatuapé passa a ser comandada pela viação cidade Tiradentes, a Transbraçal é passada para a nova empresa Expandir (do grupo da viação Itaim Paulista) e a viação Santo Amaro é passada para a nova Eletrosul. Em agosto de 2003 a prefeitura anunciou que pretendia transformar todos os trólebus em ônibus híbrido (movidos a diesel e a energia elétrica), entrando em operação dois protótipos. No dia 13 de setembro de 2003 a prefeitura de SP decide reformar o corredor 9 de Julho-Santo Amaro, retirando os trólebus desta região. As linhas 637P e 6500 passaram a operar com ônibus a diesel. Os 78 trólebus Mafersa e os 37 trólebus Neobus/Mercedes foram encostados na garagem de Santo Amaro. Em 2003, a Metra começa a substituição dos trólebus Cobrasma por novos trólebus Busscar, com tração Eletra. Nestes novos trólebus são aproveitados alguns componentes dos trólebus Cobrasma, sendo que o controle de tração é modernizado, substituindo-se os interruptores/semicondutores de SCRs para IGBTs (conversor CC-CC, "chopper"). No dia 20 de dezembro de 2003 a prefeitura de SP iniciou obras nas Av. Cidade Jardim e Brigadeiro Faria Lima para a construção de túneis, e, todas as linhas que operavam com trólebus, os quais iam para Pinheiros ou para o Butantã, passaram a operar com ônibus a diesel. Toda a frota de trólebus da garagem do Brás foi encostada na garagem de Santo Amaro 18 (com exceção dos 37 trólebus Marcopolo/Volvo/Gevisa que foram para a garagem do Tatuapé). Em 2004, a frota da única garagem restante do sistema trólebus de SP, no Tatuapé, é reduzida para 240 trólebus. Os 150 trólebus (reformados e novos) restantes permanecem apodrecendo na garagem de Santo Amaro. Atualmente, a maioria dos trólebus circulam na Área 4 de São Paulo (a operação dos ônibus em São Paulo é dividida em oito áreas), por um consórcio que inclui as empresas Himalaia, Novo Horizonte, e Happy Play Tour. Em dezembro de 2007 um novo contrato foi assinado com estas empresas para a continuidade da operação dos trólebus. Esse contrato tem dez anos de duração e pode ser prorrogado por mais cinco anos [3 - 7]. O trólebus é um veículo urbano destinado ao transporte de passageiros, cuja característica principal é a tração elétrica, alimentado em corrente contínua (linha de 600V em SP) e com controle através de um conversor CC-CC (Chopper), é não poluente e de baixo custo quando comparado ao sistema diesel. O consumo Médio de energia de um trólebus é de cerca de 2,34 kWh/km (controle de tração por contatores) e de cerca de 2,00 kWh/km (controle de tração por chopper/Conversor CC-CC). A aceleração de um trólebus situa-se por volta de 1,3 m/s2 (superior a de um trem de metrô). Cada ônibus diesel substituído por um trólebus, possibilita uma economia de cerca de 30.000 litros de diesel/ano. Com a substituição de um ônibus diesel por um trólebus, deixam de ser lançadas na atmosfera, por ano, 1 ½ tonelada de monóxido de carbono, uma tonelada de óxidos de nitrogênio, ½ tonelada de óxidos de enxofre e 200 quilos de material particulado. A vida útil de um Trólebus, com uma manutenção adequada, possibilita sua operação por cerca de 20 anos ou mais, enquanto o ônibus a diesel cerca de somente 7 anos, permitindo assim ao empresário um rápido retorno do investimento e grande economia. Portanto, é inadmissível o descaso imposto a tal sistema de transporte trólebus em nosso país. Na Europa, estes sistemas têm evoluído com a implementação de redes aéreas flexíveis, desenvolvimento de alavancas pneumáticas, com carros de tração autônoma, com postes e redes modernas, incorporando-se aspectos de conforto visual e ornamental, etc... Com as técnicas modernas de controle eletrônico para máquinas elétricas, com o desenvolvimento de novas tecnologias de semicondutores interruptores (tais como os IGBTs), tem-se a possibilidade do aumento da eficiência dos sistemas de acionamento, substituindo-se o sistema CC-CC para o controle das máquinas de corrente contínua, pelos sistemas CC-CA (inversores) para controle de 19 máquinas de corrente alternada para sistemas trólebus. As máquinas de corrente alternada, para a mesma potência, possuem menor peso, volume e custo, inclusive com menores custos de manutenção, maior vida média e eficiência. Neste contexto, uma vantagem adicional para estes sistemas seria a possibilidade de tráfego em quaisquer sistemas de alimentação (em corrente alternada e/ou em corrente contínua), atualmente exclusivamente operados em CC, permitindo-se ampla flexibilidade de deslocamento urbano e redução de custos para a expansão e operação da rede de alimentação [8]. 1.1 As bases da tecnologia A história das tecnologias da engenharia é um estimulante vislumbre, que aguça a compreensão da grande diversidade de equipamentos presentes em nossas vidas. Para tanto, uma breve explanação das origens da eletrônica e do sistema trólebus torna-se interessante para um melhor embasamento das ferramentas utilizadas. Inerentemente, o homem apresenta melhor capacidade para idealizar equipamentos mecânicos, uma vez que a visualização direta de um fenômeno torna- se bem compreensível. Entretanto, a partir das experiências de Willian Gilbert no século XVI, distinguindo a energia estática da energia elétrica, novos horizontes foram abertos para a ciência elétrica, que teve seus estudos intensificados. Entre alguns fatos históricos importantes nesta área de pesquisa estão o desenvolvimento de acumuladores de energia elétrica em 1745, a descoberta do efeito das pontas e da carga das nuvens através do famoso experimento com a pipa por Benjamin Franklin em 1752, a geração de energia elétrica através de reações químicas promovidas por metais diferentes e um eletrólito apresentada por Alessandro Volta em 1800, a criação da primeira lâmpada a arco por Humphrey Davi em 1809 e o desenvolvimento do primeiro dínamo por Michal Faraday na década de 1820 [9]. Apesar de Faraday ser muito conhecido pela elaboração da lei de indução magnética em 1831, o que o levou ao desenvolvimento do dínamo, outra importante contribuição por parte do cientista foi relatada em 1833, quando observou a característica negativa no coeficiente de temperatura da resistência do sulfato de prata. Desta forma, a descoberta do primeiro semicondutor e seu estranho comportamento com relação à temperatura foi relatada no artigo “Experimental 20 Researches in Electricity” em 1833 e de alguma forma pode ser considerada a primeira descoberta da história da eletrônica [10]. Entre outros acontecimentos relevantes com relação às bases da história da eletrônica estão a descoberta da propriedade fotovoltaica observada em experiências com eletrodos de cloreto de prata (AgCl) revestido por platina e imersos em solução eletrolítica de acido nítrico realizada por Edmond Becquerel em 1839 e a observação da mesma propriedade em um semicondutor, o selênio, realizada por Willoughby Smith em 1873 [11]. Com a grande quantidade de descobertas relacionadas ao comportamento da energia elétrica em diversos materiais, uma grande quantidade de pesquisadores se apresentava sedento por um novo fato, o que propiciou o desenvolvimento do primeiro componente eletrônico da história. O desenvolvimento do diodo foi promovido por um conjunto de fatos muito sugestivos no período de 1874 e 1876, levando diversos pesquisadores pertencentes a regiões distintas ao resultado das primeiras junções de semicondutores observadas por Karl Ferdinand Braun, Arthur Schulter e Greenleaf Whittier Pickard em 1874 e Charles Edger Fritts em 1876. Os diodos de Braun, Schulter e Fritts apresentavam basicamente a mesma estrutura de cristais de sulfato de chumbo e sulfato de cobre, já o diodo de Pickard, que posteriormente seria utilizado na recepção de sinais de rádio e conhecido como “bigode de gato”, “cat’s whisker” em sua língua original, apresentava uma estrutura de cristais de silício [11, 12]. Certamente, incentivado pelas mesmas bases que levaram ao desenvolvimento do diodo, W. G. Adams e seu aluno R. E. Day observaram pela primeira vez em 1876 o fenômeno fotovoltaico em uma junção semicondutora constituída de selênio e platina. Charles Edger Fritts, já engajado no estudo das junções semicondutoras desde sua origem, construiu uma célula solar de selênio com eficiência energética menor que 1% em 1883. A tecnologia de componentes semicondutores não foi utilizada em eletrônica de potência até metade do século XX, entretanto, os famosos “cat’s wisker” eram utilizados na detecção de sinais para tecnologia de telégrafo sem fio, que iniciou sua história a partir dos resultados da pesquisa de Heinrich Rudolf Hertz, caracterizando diversos fenômenos observados em ondas eletromagnéticas, apresentado oficialmente em 1888. Algun tempo depois, um detector de sinais mais eficiente que o “cat’s wisker”, o “coherer” foi desenvolvido pelo indiano Jagadish Chandra Bose e 21 teve uma história marcada por escândalos e plágio no início das experiências com comunicação intercontinental sem fio através de longas distâncias, desenvolvida pelo italiano Guglielmo Marconi nos três primeiros anos do século XX [10, 11]. Duas décadas antes da descoberta do semicondutor, apresentou-se a história da iluminação artificial, que caminhou de forma paralela à evolução da tecnologia de semicondutores, tornando-se tecnologia de ponta nos primórdios da história da eletrônica de potência. Esse processo de desenvolvimento deu início através de Humphrey Davi, que fez sua primeira demonstração pública apresentando a geração de luz artificial através de uma lâmpada de arcos elétricos em 1809. Cogitou-se então a implantação de um sistema de iluminação artificial, entretanto a viabilidade de geração de energia elétrica em grande quantidade não era razoável naquela época, uma vez que a geração de energia elétrica era feita apenas através das baterias de Alessandro Volta [13]. A partir da invenção do dínamo de Faraday, novos horizontes se abriram e a energia elétrica tornou-se disponível através de geradores na década de 1840 despertando novamente a idéia da iluminação artificial até que em 1858 a primeira instalação prática de sistema de iluminação foi inaugurada no farol de “South Foreland” na Inglaterra. O principal problema das lâmpadas a arco se encontrava no rápido desgaste das hastes de carbono, e em 1870 o Russo Paul Jablochkoff desenvolveu uma lâmpada a arco com “elevada vida útil” (não mais que 12 horas) ao diminuir a distância das varetas de carbono, onde aconteciam os arcos elétricos [13]. Entretanto a vida útil das lâmpadas a arco realmente ganharam proporção e eficiência consideráveis com a substituição do vácuo, contido nas lâmpadas de descarga de Thomas Alva Edison desenvolvidas em 1883 pelo vapor de mercúrio utilizado por Peter Coper Hewitt na década de 1890 [14, 15]. Além de fazer parte da história da evolução das lâmpadas de descarga, Thomas Alva Edison descobriu que sua lâmpada possuía propriedades adicionais e construiu o primeiro diodo de tubo “thermionic diode” ainda em 1893 [16]. Outra grande invenção do cientista feita antes mesmo do diodo de tubo revolucionou a indústria da iluminação artificial ao desenvolver a lâmpada de filamento, quando procurava uma solução para a desagradável luminosidade produzida pelas lâmpadas a arco aplicadas em ambientes fechados. Edison produziu inicialmente uma lâmpada com filamento de algodão inserido em bulbo de vácuo com o intuito de 22 aumentar a vida útil do filamento em 1879. Entre testes com diversos materiais, ele conseguiu desenvolver uma lâmpada de 16 W com vida útil de 1500 horas no final de 1880 [1]. Diante de tanto desenvolvimento na área de eletricidade, alguns engenheiros eletricistas engajados em pesquisas decidiram formar uma organização para esta área de pesquisa na década de 1880, pois as tecnologias em telégrafo, telefone, iluminação, motores e outros estavam se tornando complexas e uma melhor iteração a partir da organização dos engenheiros aceleraria o desenvolvimento na área. Foi criado então o Institudo Americano de Engenheiros Eletricistas, ou “American Institute of Electrical Engineers” (AIEE) na primavera de 1884, que hoje é conhecido por “Institute of Electrical and Electronics Engineers” (IEEE) [17]. Com o grande desenvolvimento industrial iniciado por volta de 1880 os conflitos de especificações técnicas, terminologias e testes dos equipamentos tomaram certa proporção em virtude da elevada intensidade de competição no mercado. Desta forma, o AIEE criou um Comitê de Normatização em março de 1898 [17]. As bases do desenvolvimento elétrico da época giravam em torno do condicionamento de energia para transmissão e distribuição utilizadas para alimentar os sistemas de iluminação e o transporte coletivo alimentado por energia elétrica, além do controle de velocidade dos próprios veículos elétricos. Neste contexto, muitos conversores de energia elétrica, os conversores rotativos, foram desenvolvidos no final do século XIX, possibilitando a conversão de energia elétrica com a mesma variedade de situações que se possa imaginar na atualidade, CC-CC, CA-CC, CC-CA e CA-CA com alteração de frequência e tensão. Tais conversores rotativos eram constituídos de motores e geradores, que podiam ser de corrente contínua ou corrente alternada montados no mesmo eixo, dando assim uma flexibilidade de construção para uma grande variedade de conversores [18, 19]. As primeiras aplicações da tecnologia de componentes controladores de corrente, impulsionadas pela Primeira Guerra Mundial (1914 a 1918) foram feitas em radiocomunicação, possibilitando a diminuição da potência nas transmissões das ondas de rádio, uma vez que os sinais recebidos de forma atenuada no receptor pudessem ser amplificados através das recém inventadas válvulas e conseqüentemente transformados em som audível através dos transdutores já dominados. De posse de tecnologias tão instigantes, Edwin Armstrong inventou o 23 receptor super heteródino em 1918, capaz de sintonizar sinais de rádio em frequências distintas. Outro grande marco da história da eletrônica foi o desenvolvimento do primeiro dispositivo controlador de corrente de estado sólido, o diodo de óxido de cobre em 1926, relatado em [20]. Os elementos de estado sólido tornaram-se dominantes na tecnologia eletrônica na década de 50. Outra área importante, que embora de forma tardia aderiu aos componentes eletrônicos, foi a tecnologia de geração de imagens. Apesar das pesquisas em torno de equipamentos capazes de reproduzir imagens transmitidas eletricamente apresentaram seus primeiros resultados na metade do século XIX, a televisão foi revelada publicamente em 1927 pela “Bell Laboratories” e sua composição era baseada em elementos eletromecânicos. Em 1929, Vladimir Zworykin aprimorou o tubo de raios catódicos, primeiramente desenvolvido por Karl Braun em 1897, sendo considerado o inventor da televisão com reprodução de imagens de forma eletrônica, tecnologia que perdurou por quase um século [12, 16]. Tais tecnologias foram responsáveis pelo desenvolvimento de muitos equipamentos durante seu primeiro meio século de existência, estando entre os mais importantes o radar, desenvolvido e utilizado durante a Segunda Guerra Mundial. O segundo grande marco da história da eletrônica foi o desenvolvimento do transistor de junção Shockley (transistor bipolar) em 1947, constituído de germânio e elaborado pela equipe da “Bell Laboratories”, o que rendeu um prêmio Nobel a William Shockley. Em 1952 o primeiro transistor bipolar foi comercializado como parte integrante de um aparelho auditivo produzido pela “Sonotone”, que utilizava uma bateria com custo 10 vezes menor que as baterias dos dispositivos anteriores constituídos exclusivamente por válvulas. A evolução da tecnologia dos transistores semicondutores estava principalmente nas mãos da “Bell Laboratories”, desta forma, em 1954 Gordon Teal descobriu a possibilidade da construção de transistores compostos unicamente por silício e em 1955 Carl Frosch e Link Derick descobriram que o dióxido de silício poderia agir como uma “máscara de difusão” no processo de dopagem dos elementos N e P e em 1956 foi desenvolvido o tiristor (SCR), marcando a era da eletrônica de potência moderna. A tecnologia de transistores de silício impulsionou o desenvolvimento de novos equipamentos, uma vez que os 24 novos componentes apresentavam menor custo, sendo produzidos em larga escala e substituindo os semicondutores de germânio ainda na década de 50 [12, 16]. As descobertas da época eram tão excitantes no sentido de diminuição de volume e de consumo de energia, que em 1958, Jack Kilby da “Texas Instruments” e Robert Noyce da “Fairchild Semiconductor” desenvolveram de forma independente, tecnologias de componentes integrados (CIs), utilizando elementos conectados por fios de ouro e tecnologia planar por deposição de vapor de metal respectivamente. Outra grande descoberta na tecnologia de transistores foi feita por Steven Hofstein e Frederic Heiman em 1962, inventando o “metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET)”, um dispositivo controlado por tensão, e não por corrente como os bipolares, permitindo um consumo extremamente menor de energia em seu controle, tornando-se desta forma o elemento ativo mais utilizado em circuitos integrados. A mais recente descoberta na área de transistores foi apresentada em 1998 por pesquisadores da “Bell Labs” e consiste em um material flexível denominado transistor plástico, que apresenta grande potencial na construção de telas flexíveis [12, 16]. 1.2 Sistemas de Tração Elétrica Assistidas pelo desenvolvimento das tecnologias de componentes eletrônicos, as técnicas para o condicionamento de energia apresentavam sua evolução aplicada a inúmeras áreas, sendo a de controle de máquinas rotativas uma das mais importantes no início do século XX. Neste contexto, duas linhas de pesquisa em controle de velocidade se destacavam, utilizando máquinas CC, tradicionalmente controlada através de reatores dissipativos, e, utilizando máquinas CA, que se mostravam atraentes com relação ao menor volume e à necessidade de menor manutenção. Desta forma, embora em 1906, a General Electric em parceria com a Westinghouse tenham desenvolvido uma locomotiva experimental utilizando retificadores de mercúrio a arco não controlados, inovadores dispositivos eletromecânicos eram desenvolvidos para controle de máquinas CA em virtude das limitações dos dispositivos eletrônicos (válvulas a arco) e no intuito de diminuir as elevadas perdas obtidas no tradicional controle de velocidade de máquinas CC através de reostatos. 25 No início do século XX, dois arranjos eletromecânicos se destacam neste sentido e são apresentados no esquema da Figura 1.1. O primeiro deles é conhecido como sistema de Krämer, apresentado na Alemanha em 1906, que para controlar a velocidade de um motor de indução trifásico de rotor bobinado, utilizava duas máquinas adicionais, uma delas era denominada conversor rotativo e os terminais de seu rotor, também bobinado, eram conectados aos do rotor da máquina principal, a outra máquina era um motor CC, cujo rotor era conectado mecanicamente ao rotor da máquina principal. Este arranjo utilizava uma alimentação alternada trifásica e uma alimentação contínua. O segundo sistema é denominado sistema de Scherbius, apresentado em 1907 também na Alemanha e utiliza um motor comutador CA, com “tap” variável acoplado a um alternador, devolvendo parte da energia ao sistema trifásico no intuito de controlar a velocidade do motor principal. As máquinas de comutação empregadas no sistema de Scherbius, tanto monofásicas como trifásicas, foram muito utilizadas nos sistemas de tração sobre trilhos no início do século XX [21]. Figura 1.1: Arranjos do início do século XX para controle de máquinas CA. (a) Sistema de Krämer. (b) Sistema de Scherbius. Com o desenvolvimento dos dispositivos eletrônicos, possibilitando o processamento de maiores níveis de corrente, pensava-se em empregá-los na tração elétrica e em 1913, o primeiro retificador controlado, possuindo dois tanques metálicos com válvulas a arco foi utilizado para uma pequena locomotiva experimental com 800HP na estrada de ferro da Pennsylvania. Porém, os dispositivos eletrônicos ainda eram prematuros, e deveriam evoluir muito antes de se apresentarem como uma opção realmente viável para esse tipo de aplicação. Em 1928 foi desenvolvido o tiratron, uma válvula a arco com atmosfera de mercúrio e capacidade de corrente bem maior que as tecnologias anteriores, mas M – Motor Principal D – Motor CC R – Conversor Rotativo SR – Resistor de Partida M – Motor Principal R – Motor Comutador CA K – Alternador CA SR – Resistor de Partida (a) (b) 26 em 1930 a General Electric em parceria com a Westinghouse ainda instalou cinco locomotivas alimentadas por linhas em CA, empregando os tradicionais retificadores não controlados “a bordo” e máquinas de CC com controle por “tap” e reatores dissipativos. Pouco tempo depois, um sistema com dispositivo eletrônico não dissipativo, o motor a tiratron, para o controle de máquinas síncronas em CA foi desenvolvido e instalado experimentalmente por Kern e Brown Boveri em 1931, mesmo ano em que M. Schenkel e I. von Issendorf anunciaram a técnica do cicloconversor assíncrono. Técnica essa cogitada para o controle de tração elétrica, mas que não apresentou grande interesse comercial devido à elevada quantidade de elementos retificadores controlados e controle complexo. No início da década de 1930, outro componente eletrônico foi desenvolvido, o ignitron, aprimorando o recém chegado tiratron com um revolucionário sistema de disparo que dispensava a necessidade da constante alimentação (“keep-alive”) dos eletrodos. Os ignitrons (primitiva versão a arco do tiristor), empregados em 1936 por Höllental na ferrovia federal eletrificada da Alemanha, eram montados em um tanque metálico, tradicionalmente utilizado como proteção mecânica para os frágeis dispositivos de vidro, formando um retificador controlado. A Figura 1.2 mostra exemplos de um retificador trifásico com bulbo de vidro, um retificador com tanque metálico e uma locomotiva da época. Figura 1.2: Retificador trifásico com bulbo de vidro, retificador de tanque metálico com 12 elementos retificadores e locomotiva elétrica operando na Pennsylvania. Os cicloconversores foram utilizados na Alemanha em várias locomotivas instaladas pela Siemens, AEG e BBC em 1956 e 1957, utilizando retificadores controlados com tanques de metal, que em 1965 começaram a ser substituídos pelos tiristores de silício, tecnologia de ponta na época. 27 Descobriu-se a possibilidade de regeneração de energia na frenagem dos veículos elétricos, sendo a locomotiva de Rhein-Braun a primeira a ser colocada em serviço com um conversor estático dispondo de tal novidade em 1956. Mesmo apresentando soluções tecnológicas em 1929 com o “chooper” (por Hull) e com o circuito fundamental do inversor na década de 1930, a tecnologia de controle para máquinas passaria mais de três décadas utilizando os mesmos dispositivos de controle de velocidade em virtude da falta de tecnologia de componentes eletrônicos compatíveis para esses controladores de elevada potência. Foi então no ano de 1963 em Nuremberg na Alemanha, que a primeira locomotiva utilizando o “chopper” foi colocada em serviço e no ano de 1965 em Hawk na Inglaterra que outra locomotiva utilizando controle multifase à tiristor foi instalada pela primeira vez [22]. A partir deste momento da história, o desenvolvimento dos controladores de motor avançou muito através da evolução de dispositivos semicondutores, possibilitando o bloqueio comandado da corrente, operação em maiores frequências e baixas perdas em condução. Desta forma, uma das técnicas de controle mais atuais, o controle por orientação de fluxo de campo, com origens na década de 1920 através de Park e posta em prática por Kovacs e Racz na década de 1950 se tornou viável na década de 1970 e foi largamente empregada na indústria [23]. Atualmente, os dispositivos para tração de veículos elétricos utilizam na maioria dos casos, “chopper” para controle de tração em CC e os denominados inversores, que na verdade são conversores de frequência dotados com a técnica de controle por orientação de fluxo ou vetores espaciais “space vector”, para o controle de tração em CA. Estes dispositivos mais modernos foram adotados como soluções melhores para o controle de máquinas rotativas, entretanto adicionaram um problema no sistema energético, pois tais “drivers” são alimentados por um barramento em CC que estabelecem limites de ondulação da tensão, tornando necessária a existência de um estágio retificador com armazenagem de energia, já que com raras exceções os sistemas de transmissão e distribuição de energia são feitos em CC. Tais retificadores drenam correntes com elevados níveis de componentes harmônicos das redes CA, causando distorções na forma de onda da tensão e elevando os 28 valores eficazes de corrente do sistema, limitando sua capacidade de transferência de energia ativa abaixo da ideal [24]. Para resolver esse tipo de problema, técnicas de compensação ativa e passiva com a utilização de transformadores com conexões especiais, como o transformador Scott e o Y-d11 estão sendo propostos para o sistema de transporte tipo bonde e trólebus na China, onde o sistema de transporte coletivo eletrificado apresenta elevada densidade (volume e utilização) [25, 26]. Diversas soluções para a grande quantidade de veículos eletrificados estão sendo estudadas por todo o globo em uma evolução sem previsões, pois por várias vezes as inovações provocam complicações tecnológicas. 1.3 O Sistema Trólebus Os veículos elétricos por sua vez apresentam uma história à parte iniciada na década de 1840, quando Robert Davidson conseguiu desenvolver uma velocidade de 4 milhas por hora em uma carruagem equipada com motores elétricos e baterias. Desde então, os sistemas de tração elétrica muito evoluíram, incluindo o sistema trólebus, tendo a Inglaterra como o país pioneiro nesse tipo de transporte [1]. A primeira demonstração de um veículo alimentado por cabos elétricos foi feita na exibição industrial de Berlin no ano de 1879 por Werner von Siemens, que adaptou um pequeno vagão de locomotiva com um terceiro trilho, que alimentava seu motor com tensão de 150V. Entusiasmado com o sucesso de seu veículo, Siemens juntamente com Halske, fizeram uma linha de bonde em Lichterfelde no ano de 1881, onde o veículo movido por um dínamo de 5hp e alimentado por 180V, desenvolvia uma velocidade de 38km/h. Os ingleses aderiram à idéia e também montaram linhas de bonde pouco tempo depois, uma em Brighton em 1883 e outra em Blackpool em 1885 [1]. Estes pequenos protótipos foram importantes para o vislumbre do sucesso da idéia, mas foi em 1888 que o sistema de bonde com 17 milhas, projetado por Frank J. Sprague foi adotado como padrão na cidade de Richmond/Virginia nos Estados Unidos, por sua facilidade de reprodução em larga escala e superioridade de operação conforme Figura 1.3. Em menos de 15 anos já existiam mais de 32000 km de trilhos para bondes [17]. 29 Figura 1.3: Desenho do bonde desenvolvido por Sprague. Ilustração: Smithsonian Institution. Entretanto, veículos alimentados por fontes fixas de energia elétrica, não devem trafegar necessariamente sobre trilhos uma vez que sua alimentação seja aérea. Dessa forma, um novo conceito em veículo elétrico foi demonstrado por Siemens em 1882, cujo veículo denominado “Eletromote” era constituído por uma charrete alimentada por dois motores de 3hp cada e um carrinho de oito rodas “eight-wheeled trolley” que corria sobre a linha de alimentação de energia elétrica como pode ser visto na Figura 1.4. Nascia então o trólebus, ou “trolleybus” em sua língua original, que recebeu este nome em função da junção de “trolley”, o carrinho coletor de corrente e de “bus”, transporte coletivo sobre rodas de borracha [1]. Figura 1.4: Siemens em seus experimentos em Berlin, Alemanha, em 1882. Desta forma, o século XIX acumulou grandes descobertas e desenvolveu tecnologia considerável nas áreas da eletrônica, iluminação, geração de energia, veículos elétricos e outras, criando as bases para grande parte da tecnologia que nos cerca na atualidade. Basicamente, o trólebus atual é uma espécie de ônibus movido à eletricidade. Possui uma estrutura muito similar aos ônibus convencionais, rodando por meio de pneus de borracha e não sobre trilhos, diferentemente do que acontece na maioria 30 dos veículos elétricos (trens e bondes). A energia elétrica chega através de hastes (coletores) localizadas na parte superior da carroceria do veículo, as quais permanecem em permanente contato com a fiação específica responsável por sua alimentação, que acompanha todo o percurso de deslocamento do veículo. A Figura 1.5 ilustra um trólebus na cidade de São Paulo. Embora o custo de implantação do transporte coletivo alimentado eletricamente seja elevado, muitos países o possuem, e, apesar de esquecido e menosprezado no passado recente, diversos países estão reinvestindo neste sistema devido às suas vantagens como ausência de ruído, alta velocidade, grande durabilidade, fácil manutenção, baixo custo de operação e movido à eletricidade sem emissão de elementos poluentes [2, 27, 28]. Figura 1.5 – Trólebus do sistema municipal da cidade de São Paulo-SP. A Figura 1.6 apresenta uma comparação entre várias figuras de mérito para sistemas de transporte coletivo, demonstrando as enormes vantagens do sistema trólebus, quando se comparam emissões poluentes e economia em relação ao combustível utilizado. Portanto, principalmente para grandes centros urbanos, onde a poluição resultante dos sistemas de transporte baseados em derivados do petróleo é extremamente inadequada e inaceitável, torna-se ainda mais importante sistemas de transporte coletivo de baixo impacto poluente. 31 Figura 1.6 – Comparações entre diferentes sistemas de transporte coletivo. Considerando-se a evolução do sistema de acionamento do trólebus, uma característica importante no desenvolvimento desse sistema está no tipo de motor utilizado. Pela grande facilidade de controle de velocidade, os motores de corrente contínua (CC) imperaram durante o princípio destes sistemas, entretanto, considerando-se as características de custo elevado, problemas com comutadores e manutenções, os mesmos têm sido substituídos por máquinas de corrente alternada (CA), de menor peso, volume e custo, em função da evolução da eletrônica de potência e das modernas técnicas de acionamentos de máquinas CA. Os sistemas convencionais trólebus ainda são alimentados por linhas CC, que apresentam maiores problemas de queda de tensão ao longo seu comprimento, uma vez que a retificação é centralizada em uma subestação retificadora, que nem sempre atende às normas com relação a fator de potência (FP) e distorções harmônicas de correntes para o dado em CA. Para resolver o problema da queda de tensão nas linhas CC, existem propostas de compensação de tensão ao longo de redes. Uma delas é baseada em conversores CC-CC dotados de bancos de super-capacitores para suporte de tensão em linhas exclusivas de meios de transporte coletivo movido a energia elétrica [29]. Diversas tecnologias para melhorias nos sistemas de distribuição em CC continuam a ser estudadas. Dentre estes estudos, destacam-se aqueles para a Emissão de Oxido de Nitrogênio Emissão de Gases E. Estufa Emissão de Partículas Economia Total Trólebus Ônibus Híbrido Ônibus CNG Ônibus Diesel Trólebus Ônibus Híbrido Ônibus CNG Ônibus Diesel Trólebus Ônibu Híbrido Ônibus CNG Ônibus Diesel Trólebus Ônibu Híbrido Ônibus CNG Ônibus Diesel 32 redução do nível de harmônicas do lado CA na corrente drenada, melhoria do nível da tensão da linha de distribuição, a quantidade de fases do sistema de distribuição e o nível de isolação dos veículos para se enquadrar em valores seguros de corrente de fuga [30-32]. Entretanto, considerando o caso de alimentação através de uma linha de distribuição em CA, fazem-se necessários estágios retificadores (conversores CA- CC) adicionais na entrada do trólebus, quer seja para sistemas que operam com máquinas CC, ou máquinas de CA [33, 34]. Portanto, isto significaria uma completa substituição de todo o sistema trólebus convencional, incluindo-se sistemas de distribuição e sistemas de acionamento. Neste contexto, considerando-se as dificuldades operacionais para coletores de corrente em configuração trifásica de corrente alternada para sistema trólebus, uma concepção interessante seria a possibilidade de alimentação através de rede monofásica, preservando-se os atuais sistemas coletores do sistema CC, conforme Figura 1.7. Figura 1.7 – Sistema de alimentação monofásico, CA, para sistema trólebus. Obviamente, se considerarmos apenas a substituição da rede CC de alimentação, pela rede monofásica em CA, preservando-se o sistema de acionamento baseado em máquinas de corrente contínua (alimentadas por conversores CC-CC) ou máquinas de corrente alternada (alimentadas por conversores CC-CA), torna-se necessária a instalação do estágio retificador (CA- CC) conjugado ao estágio CC-CC ou CC-CA, “on-board”, no trólebus. Obviamente, a proposta de substituição do tipo de alimentação de CC para CA está associada à possibilidade de redução de custos da implantação e 33 manutenção das subestações de corrente contínua, e, inclusive da necessidade de grandes espaços urbanos para suas instalações, espaços estes cada vez mais caros e raros, principalmente nas áreas centrais de grandes e modernas cidades. Os retificadores convencionais são baseados em semicondutores de potência controlados (SCR, tiristores), ou, não controlados (diodos), com elevados filtros capacitivos de saída. Considerando-se as versões monofásicas, os mesmos possuem uma forma de onda da corrente de entrada distorcida com um elevado conteúdo harmônico, resultando em fatores de potência normalmente reduzidos, conforme Figuras 1.8(a) e 1.8(b). Desta forma, tais estruturas são totalmente readequadas para a aplicação em sistemas trólebus, considerando-se suas potências típicas (por volta das centenas de kW) e principalmente, devido aos problemas associados de qualidade de energia (baixo fator de potência e elevadas distorções harmônicas de corrente). (a) Estrutura e forma de onda da corrente de entrada. (b) Espectro harmônico, exemplo de caso Figura 1.8 – Retificador monofásico não controlado com filtro capacitivo. 1 3 5 7 9 11 13 15 17 19 20 40 60 80 100 Ordem Harmônica [n] A m p li tu d e H a rm ô n ic a e m P er ce n tu a l d a F u n d a m en ta l [% ] 0 9% 13%15%15% 19% 32% 52% 73% 91% 100% 34 1.4 Correção Ativa do Fator de Potência para Fontes de Alimentação Diversas técnicas de correção ativa do fator de potência, baseadas em estruturas chaveadas (inserção de conversores CC-CC), foram propostas nos últimos quinze anos, as quais apresentam vantagens significativas em relação às técnicas de correção passivas [24, 35]. Tais estruturas buscam a redução das distorções harmônicas da corrente de entrada drenada do sistema CA e idealmente, a emulação da estrutura retificadora como carga resistiva, resultando em distorções harmônicas da corrente praticamente nula e fator de potência praticamente unitário, conforme Figura 1.9. Figura 1.9 – Retificador monofásico com circuito chaveado, conversor CC-CC, operando como “emulador” de resistência. Portanto, considerando-se os níveis típicos de potência para sistemas trólebus, como conceber um sistema de entrada retificador instalado em conjunto com o sistema CC-CC ou CC-CA de acionamento, que resulte em reduzido peso e volume e imponha reduzidas distorções harmônicas para as correntes drenadas do sistema CA? Neste contexto, foram analisadas diferentes estruturas retificadoras monofásicas com CFP, impondo-se reduzidas distorções harmônicas para as correntes em CA, de tal forma que possam operar de forma conjugada com os sistemas convencionais de acionamentos em CC ou CA de sistemas trólebus, conforme ilustra a Figura 1.10. 35 Figura 1.10 – Novo sistema de alimentação monofásico, CA, proposto para sistema trólebus, integrado aos sistemas convencionais de alimentação em CC. Considerando-se a proposta apresentada na Figura 1.10, os valores eficazes nominais da tensão de alimentação desta nova rede CA monofásica, assim como, seus limites críticos, estarão diretamente vinculados aos níveis críticos de alimentação do sistema CC-CC pré-existente. Como a correção ativa do fator de potência não é uma aplicação convencional para grandes cargas conectadas a um sistema monofásico, algumas técnicas foram cogitadas, como o retificador híbrido monofásico (associação dos retificadores convencional não controlado e controlado, utilizando o conversor SEPIC) e o retificador pré-regulador com célula “boost” de três estados. O retificador híbrido monofásico apresentado na Figura 1.11 foi desenvolvido para operação nos modos de condução contínua ou descontínua da corrente drenada na saída do retificador não controlado, tendo a vantagem de processar a maior parte da energia através do retificador não controlado. Entretanto, para o modo contínuo o volume do filtro de saída do retificador não controlado mostrou-se inadequado para os níveis de potência dos sistemas trolebus. Portanto, a melhor solução para a estrutura híbrida seria a operação no modo descontínuo da corrente drenada pelo retificador não controlado. Porém, este modo de operação, apesar de reduzir o volume deste filtro para o retificador não controlado, ainda impõe um volume relativamente elevado para o mesmo, esforços elevados de tensão nos semicondutores do retificador controlado, e, não permite a regulação da tensão de saída. Para compor a corrente drenada da rede de CA um conversor retificador chaveado, em associação paralela com o não controlado, impõe uma forma de onda de corrente pré-programada de entrada, fazendo com que a somatória das correntes (retificadores não controlado e controlado) resulte numa corrente com elevado FP na entrada do retificador híbrido [36, 37]. Esta estrutura foi inspirada no retificador 36 híbrido multipulsos trifásico utilizando o conversor “boost” ou SEPIC como retificadores chaveados, a qual foi desenvolvida com o intuito de melhorar a qualidade de correntes com elevados níveis de harmônicos típicos dos retificadores trifásicos de seis pulsos convencionais com filtros indutivos, muito comuns em instalações industriais [38]. Figura 1.11: Retificador híbrido monofásico. Já o retificador pré-regulador “boost” com célula de três estados oferece a vantagem de possuir peso e volume menores que o híbrido. Com relação ao retificador pré-regulador “boost” clássico, essa estrutura apresenta como principal vantagem o processamento de apenas metade da potência pelos elementos ativos, uma vez que o transformador se encarrega de transferir a outra metade diretamente para a carga através dos diodos “boost”. Além disso, quando se deseja operar no MCC, o conversor “boost” com célula de três estados é vantajoso por garantir ampla faixa de variação da razão cíclica sem alterar o modo de operação e adicionalmente operar com baixa ondulação da corrente quando comparado à estrutura convencional. A estrutura do retificador pré-regulador boost com célula de três estados proposta consiste no retificador com pré-regulador em estágio único apresentado na Figura 1.12, minimizando ainda mais as perdas em condução pelos semicondutores. Entretanto, esse tipo de estrutura é ideal para operar em MCC, o que para a potência requerida no sistema trólebus torna-se complicado em função dos níveis de EMI gerados pelo chaveamento dos semicondutores. Além disso, as dinâmicas para o fluxo de potência para o “boost” em MCC são bem mais lentas que as conseguidas no MCD, podendo provocar instabilidades de controle devido à ocorrência da característica de fase não mínima para o MCC. Ret 1 C a rg a Conversor CC-CC Ret 2 iin 37 V1 T2 M3 T4 Ro T1 D2 Co D1 T3 D4 M4M1 M2 L1 D3 a b c a' c' b' Figura 1.12: Conversor “boost” com célula de três estados. Desta forma, a estrutura mais indicada para o desenvolvimento da pesquisa incidiu sobre o conversor retificador “boost” operando no modo de condução descontínua e com técnica de entrelaçamento (“interleaving”), devido à grande simplicidade operacional e características dinâmicas adequadas para o fluxo de potência exigido pela carga (trólebus). Os pré-reguladores retificadores com CFP estão sendo largamente implantados nos países onde vigoram as normas internacionais IECs/VDEs, (IEC61000-3-2 e IEC61000-3-4) “IEC-International Electrotechnical Commission”, que impõe limites para a injeção de correntes harmônicas nos sistemas de distribuição [39]. Embora sejam considerados os limites mais rígidos da norma IEC61000-3-4 para análise dos níveis das componentes harmônicas de corrente, esta norma não se encontra totalmente adequada aos parâmetros de alimentação do sistema proposto (sistema monofásico alimentado à tensão de 380V). Entretanto, apesar da norma ainda depender das correntes de curto-circuito no ponto de acoplamento de carga (PAC), é clássico na literatura a adoção dos limites mais severos da norma, para uma análise comparativa de performance e/ou atendimento aos limites impostos. Neste sentido, considerando-se que a estrutura mais utilizada para a correção ativa do fator de potência para sistemas monofásicos é o conversor “boost” funcionando como pré-regulador retificador com CFP, sendo possível sua operação em três modos diferentes com relação à corrente em seu indutor de entrada; Modo 38 de Condução Contínua (MCC), Modo de Condução Descontínua (MCD) e Modo de Condução Crítica (MCCr), que se encontra na fronteira entre o MCC e o MCD [39], conforme Figura 1.13, a revisão bibliográfica nesta tese ficará restrita a este conversor. As vantagens do pré-regulador “boost” são: circuito simples, bom aproveitamento dos componentes, custo baixo, conformidade com as normas que impõe limites para as componentes harmônicas e níveis de interferência eletromagnética. Por esse motivo, diversos pesquisadores concentraram grandes esforços em novas técnicas de controle e comutação para aproveitar ainda mais as características desse conversor. Por outro lado, uma desvantagem da estrutura está na necessidade da tensão CC (tensão contínua) do estágio de saída do conversor “boost” ser maior que o valor de pico da tensão de entrada alternada, limitando-o somente para aplicações com características elevadoras de tensão [40, 41]. Figura 1.13 – Retificador monofásico “boost” e modos de condução, para operação com CFP. Devido às elevadas tensões de saída, o conversor “boost” exige um diodo de saída que proporcione uma rápida recuperação e que suporte estas elevadas tensões. Em frequências de chaveamento muito elevadas, estes diodos com rápida recuperação geralmente provocam perdas significativas durante a recuperação reversa quando opera em MCC. Estas perdas podem ser significativamente reduzidas, proporcionando uma elevada eficiência, em elevadas frequências, 39 utilizando-se técnicas de comutação suaves, como a ZCS (“Zero Current Switching”) e a ZVS (“Zero Voltage Switching”). Na maioria das vezes, estas técnicas consistem na utilização de circuitos de ajuda a comutação (“snubbers”) ativos, para controlar as derivadas de correntes (di/dt) e/ou de tensões (dv/dt) durante as comutações [41, 42], conforme Figuras 1.14(a) e 1.14(b). Boost ZVT Diodo principal LR CR CB CD CS S1: Interruptor principal Componentes auxiliares (a) Retificador “boost” com comutação ZVS (ZVT) CFP Boost ZCS (ZCZVS) Diodo principal Interruptor principal Componentes auxiliares Lr1 Lr2 Dr3 Lin Dr1 Dr4 Dr2 S2 CoVin(t) Iin(t) D2 Vo D1 S1 Cr (b) Retificador “boost” com comutação ZCS (ZCT) Figura 1.14 – Retificador monofásico “boost” com comutações não dissipativas. Outro método para alcançar um elevado rendimento em conversores elevadores empregando diodos de elevadas tensões com recuperação rápida, consiste em operar o conversor “boost” na região de modo de condução descontínua (MCD) ou no modo de condução crítica (MCCr), técnicas estas denominadas de “seguidor de tensão”. As perdas devido à recuperação reversa serão minimizadas uma vez que no instante da comutação para entrada em condução do interruptor ativo, não existirá energia circulando no diodo “boost” [39], conforme Figuras 1.15(a) e 1.15(b). Ainda, como se observa na Figura 1.15, a operação no MCD resulta em circuitagem muito simples, sem a necessidade de amostragem da corrente de entrada. Por outro lado, para impor o MCCr ter-se-á que amostrar a corrente de entrada (ou, a corrente através do interruptor ativo, e/ou, a tensão sobre o indutor “boost” de entrada). Entretanto, estes modos de operação exigem filtragens adicionais na corrente de entrada e produzem picos de corrente no mínimo duas vezes maiores que a corrente média de entrada, o que é uma característica indesejável nestes tipos de aplicação [41, 43, 44]. No intuito de minimizar os problemas de filtragem, novas metodologias utilizam conversores com arquitetura celular para a construção de conversores 40 chaveados, que processam grandes potências. Nestes conversores as estruturas são arranjadas em paralelo, formando um conversor equivalente àquele conversor de elevada potência, único e volumoso. A taxa de potência processada por cada célula é escolhida de acordo com certos compromissos, envolvendo custo, volume, taxa de distorção harmônica, interferência eletromagnética, confiabilidade e outros [39, 41, 45]. Uma forma modular muito interessante para o aumento de potência das estruturas é o entrelaçamento, que consiste na associação de conversores em paralelo, apresentada no diagrama esquemático da Figura 1.16, para o aumento da potência processada e sem os problemas de distribuição de corrente que ocorrem na associação de certos semicondutores em paralelo. Figura 1.15 – Retificador monofásico “boost”, modo seguidor de tensão. Controlador Conv. CC-CC conversor CC-CC Filtro P. Baixa FiltroFiltro MCD Controlador Conv. CC-CC conversor CC-CC Filtro P. Baixa FiltroFiltro MCCr Amostra Tensão ou Corrente (a) Operação no MCD (b) Operação no MCCr 41 Vp sen(wt) Lf Db Dd Da Dc Cf S1 C0 R0 V0 L1 D1 L2 D2 L3 D3 L4 D4 L5 D5 Figura 1.16 – Retificador monofásico “boost”, com técnica de entrelaçamento. O entrelaçamento das células topológicas reduz a ondulação e o valor de pico da corrente de entrada de cada célula, sem prejudicar seu desempenho, além de não sofrerem o problema de desequilíbrio de potência experimentado no paralelismo de alguns semicondutores ativos. Com relação à tecnologia de semicondutores interruptores de potência, os dispositivos IGBTs estão ganhando espaço em projetos de conversores de grande potência, entretanto para baixas perdas em condução, ele apresenta coeficiente de variação de resistência em condução negativa com o aumento de temperatura, provocando o desequilíbrio de carga quando são associados em paralelo. Com o paralelismo realizado em nível da célula de comutação na técnica de entrelaçamento, conforme Figura 1.11, não ocorrerão problemas de desequilíbrios entre os IGBTs [46-50]. Para os conversores “boost” com CFP operando no MCCr, a frequência de chaveamento é variável e conseqüentemente requer um circuito de controle complexo [35, 41 - 44, 40-42, 51-53]. Por outro lado, o entrelaçamento dos mesmos conversores operando em MCD não requer uma malha de controle da corrente para a correção do fator de potência, pois opera com largura fixa de pulsos e a corrente tende a seguir a forma de onda da tensão de entrada para as aplicações convencionais, com elevado ganho estático de tensão. Os conversores “boost” operando em MCD e em MCCr apresentam vantagens com relação às perdas no diodo “boost” e à facilidade de controle, porém quanto mais baixo o ganho estático de tensão, maior se torna a componente de 42 terceira harmônica no espectro da corrente de entrada. Entretanto, esta distorção pode ser compensada utilizando-se uma técnica de variação dos pulsos ao longo de um semiciclo senoidal de rede. A conversão de potência empregando estruturas entrelaçadas tem sido explorada em aplicações de elevadas potências, onde o sistema adquire a vantagem da redução de ondulação de corrente e uma distribuição de potência entre as células das topologias conectadas em paralelo. Embora a distribuição de potência processada entre as células seja por si só um importante objetivo, os benefícios proporcionados pela redução de ondulação justificam o aumento da utilização das técnicas de entrelaçamento nas mais diversas aplicações. Em conversores CC-CC com topologia “boost”, a utilização das técnicas de entrelaçamento torna-se especialmente apropriada, proporcionando uma minimização da necessidade de um filtro volumoso de entrada, devido à eliminação da natureza pulsante da corrente de entrada presente nas estruturas individuais quando operam no modo de condução crítica ou descontínua. Desta forma, os níveis de interferência eletromagnética podem ser reduzidos drasticamente [39, 41, 54, 55]. Com o decréscimo do volume dos componentes reativos, uma vez que a potência processada por uma célula passa a ser dividida entre as células entrelaçadas, dividem-se também as exigências de esforços na operação dos semicondutores, possibilitando a utilização de componentes mais usuais, contribuindo para a redução do custo total da estrutura e aumento da confiabilidade, principalmente para aplicações em elevadas potência. Além da divisão natural da potência processada pelo semicondutor de potência, a técnica de entrelaçamento aumenta consideravelmente a densidade de potência do conversor através do aumento da frequência dos filtros sem alterar sua eficiência. Adicionalmente, considerando-se os n-indutores “boost” de entrada na técnica de entrelaçamento, tem-se a possibilidade de operá-los de forma acoplada, magneticamente, resolvendo um problema intrínseco de oscilação entre o indutor e as capacitâncias parasitas do conversor operando em MCD para altas potências. Esta técnica proporciona uma diminuição das perdas no núcleo dos indutores “boost”, melhorando a eficiência do pré-regulador retificador [56-59]. Considerando-se a importância que os pré-reguladores retificadores com técnicas de CFP apresentam no cenário do processamento eletrônico da energia 43 elétrica nos aspectos da qualidade de energia, diversas pesquisas continuam em desenvolvimento para suas aplicações em grandes potências, considerando-se que para baixas e médias potências suas vantagens já se encontram consolidadas [60- 67]. Neste contexto, considerando a proposta de pesquisa para uma aplicação em grande potência para acionamento de um sistema trólebus, este trabalho propõe a análise e implementação de um conversor “boost” retificador entrelaçado de 5 células operando no MCD e processando uma potência nominal de 150kW. Para tanto, apresentam-se as análises qualitativas e quantitativas, uma metodologia de projeto para o desenvolvimento do circuito de potência do conversor, uma metodologia de compensação para a corrente de entrada, garantindo elevado fator de potência e reduzidas componentes harmônicas para a corrente de entrada, além dos principais resultados de simulação e experimentais (em laboratório e no campo), permitindo a avaliação da técnica desenvolvida para operação de um sistema trólebus alimentado por linhas de distribuição em corrente alternada ou corrente contínua. 44 CCaappííttuulloo 22 AANNÁÁLLIISSEESS QQUUAALLIITTAATTIIVVAA EE QQUUAANNTTIITTAATTIIVVAA PPAARRAA OO RREETTIIFFIICCAADDOORR ““BBOOOOSSTT"" EENNTTRREELLAAÇÇAADDOO Em função da constante necessidade de processamento eletrônico de energia elétrica em potências cada vez mais elevadas, os dispositivos semicondutores (interruptores) têm evoluído muito nas últimas décadas, especialmente na tentativa de superar cada vez mais os níveis de tensão e corrente processados individualmente. Desta forma, em função das limitações para os componentes individuais, uma alternativa praticada pelos fabricantes de semicondutores, é a produção de “módulos de potência” constituídos por associações em série e/ou paralelo de dispositivos individuais [39]. Entretanto, tais “módulos” são normalmente onerosos e de difícil acesso para a elaboração de projetos. Neste contexto, uma prática comum dos engenheiros de projeto é o emprego de componentes discretos consolidados de baixo custo, fácil acesso e confiáveis. Desta forma, para aplicações em elevadas tensões poderia se adotar a associação série de componentes e, para elevadas correntes, a associação paralela de componentes. Entretanto, estes procedimentos exigem cuidados adicionais e podem se tornar pouco robustos. Alguns problemas comuns nestas associações são: variações bruscas de tensão e/ou correntes nos dispositivos, dificuldades de sincronismo tanto da entrada em condução quanto do bloqueio, instabilidade térmica, etc. Portanto, para garantir a operação em níveis elevados de tensão e/ou corrente, melhorando-se a confiabilidade do projeto, pode-se recorrer à associação em paralelo ou série de estruturas conversoras e à associação série ou paralela de células de comutação. Estas opções podem garantir um equilíbrio seguro de distribuição de potência e possibilitar o emprego de dispositivos individuais de processamento com menores esforços de tensão e/ou corrente [41-44, 51-52, 67- 74]. 45 2.1 Associação de Estruturas Conversoras A associação série ou paralela de conversores pode ser realizada para conversores com entrada em tensão ou corrente. O principal objetivo deste procedimento é a redução de perdas e a melhoria da confiabilidade e estabilidade da estrutura. Um exemplo de associação série do conversor “boost” é apresentado na Figura 2.1. Figura 2.1 – Associação série do conversor “boost” (duplo “boost”). A estrutura duplo-boost foi analisada em [68] como forma de reduzir o volume total do conversor “boost”, operando com correção do fator de potência, tendo sido originalmente denominado de conversor “boost” três-níveis. Como se observa na Figura 2.1, obtém-se uma divisão da tensão de saída entre as duas estruturas, reduzindo-se os esforços de tensão em cada interruptor. Entretanto, na prática, a divisão igual de tensão entre as estruturas não é tão simples de ser obtida e problemas de desequilíbrios podem levar à degradação da performance desta associação. Um exemplo de associação em paralelo do conversor “boost” é apresentado na Figura 2.2. Figura 2.2 – Associação em paralelo de conversores CC-CC “boost”. Vin V0 L1 L2 D1 D2 S2 S1 C0 R0 iVin iL1 iL2 Vin Lb D1 S1 V0 S2 D2 V0 2 V0 2 C02 C01 R0 46 A associação em paralelo de estruturas foi proposta originalmente em [69], tendo sido denominada de técnica de entrelaçamento. Mais recentemente esta técnica foi aplicada para correção ativa do fator de potência de fontes de alimentação [41-44, 51, 52, 70-74]. O entrelaçamento de conversores refere-se à interconexão de múltiplos conversores para os quais a frequência de chaveamento é a mesma, contudo, os pulsos de controle são defasados em frações iguais do período de chaveamento. Este fato permite a distribuição de corrente através dos interruptores principais, ativos e passivos, da estrutura. Logicamente, a técnica pode ser ampliada para um número qualquer de elementos, sincronizando-se todos os pulsos de controle a partir de um único sinal de comando. Esta associação, em conjunto com a defasagem, diminui a amplitude de ondulação de corrente no estágio de entrada e eleva a frequência de ondulação efetiva global do conversor, sem aumentar as perdas de chaveamento ou os esforços sobre os componentes. Um sistema entrelaçado pode proporcionar reduções nas exigências de filtragem e armazenagem de energia, resultando em aumento da densidade de conversão de potência, sem sacrificar a eficiência. Os benefícios do entrelaçamento podem ser entendidos intuitivamente, utilizando-se uma análise gráfica simples. Seja o exemplo da configuração do conversor “boost” mostrado na Figura 2.2, composto por duas células PWM conectadas em paralelo. Considerando-se a operação síncrona e simultânea, onde os instantes de comutação dos dois interruptores são idênticos, o desempenho do circuito é equivalente àquele do conversor “boost” único com mesma armazenagem de energia e mesma razão cíclica. As correntes através dos indutores referentes a cada célula são representadas pelas linhas contínuas e a corrente drenada da fonte é representada pela linha tracejada, como apresentado na Figura 2.3. 47 Figura 2.3 – Ondulação das correntes de dois conversores “boost” idênticos e sincronizados em paralelo. Por outro lado, se as células forem entrelaçadas nesta mesma configuração, fazendo com que os instantes de comutação do segundo interruptor sejam atrasados de meio período de chaveamento T do primeiro interruptor, a amplitude da ondulação da corrente drenada da fonte será menor que as amplitudes individuais e possuirá frequência fundamental igual ao dobro da frequência de chaveamento. Esta característica reduz as exigências de filtragens quando comparada com o caso da configuração não-entrelaçada e com mesma armazenagem de energia. As formas de onda de corrente referentes ao conversor “boost” com entrelaçamento de duas células são ilustradas na Figura 2.4. As linhas contínuas referem-se às correntes através dos indutores de entrada dos conversores “boost” e a tracejada à corrente drenada da fonte de alimentação. No desenvolvimento desta ilustração, os indutores L1 e L2 foram considerados idênticos e ideais. Figura 2.4 – Ondulação das formas de onda do conversor “boost” entrelaçado. i(t) ∆I DT T <∆I 2 T iL1 iL2 iVin i(t) ∆I DT T 2∆I iL1 iL2 iVin toff 48 O que torna esta técnica ainda mais interessante é a possibilidade de configurações com maior quantidade de células de forma fácil e a extensão para outras topologias de conversores. Apesar de simples e de fácil compreensão, a ilustração apresentada na Figura 2.4 é insuficiente como ferramenta para a solução de projetos de circuitos. Um dos métodos já utilizados é