Campus de Ilha Solteira JOÃO CARLOS PELICER JUNIOR EMPREGO DE TOPOLOGIA BOOST SEMICONTROLADA PARA MITIGAÇÃO DO CONTEÚDO HARMÔNICO DE CORRENTE EM CONVERSORES DE 12 PULSOS Ilha Solteira 2019 PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA JOÃO CARLOS PELICER JUNIOR EMPREGO DE TOPOLOGIA BOOST SEMICONTROLADA PARA MITIGAÇÃO DO CONTEÚDO HARMÔNICO DE CORRENTE EM CONVERSORES DE 12 PULSOS Tese de Doutorado apresentada ao Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica da Universidade Estadual Paulista - UNESP - Campus de Ilha Solteira, como parte dos requisitos necessários para obtenção do título de Doutor em Engenharia Elétrica. Área de Concentração: Controle e Automação. submetida à Faculdade de Engenharia - UNESP - Campus de Ilha Solteira, como parte dos requisitos exigidos para o Exame de Defesa de Doutorado. Orientador: Prof. Dr. Falcondes José Mendes de Seixas Ilha Solteira 2019 PELICER JUNIOREMPREGO DE TOPOLOGIA BOOST SEMICONTROLADA PARA MITIGAÇÃO DO CONTEÚDO HARMÔNICO DE CORRENTE EM CONVERSORES DE 12 PULSOSIlha Solteira2019 125 Sim Tese (doutorado)Engenharia ElétricaAutomaçãoSim . . FICHA CATALOGRÁFICA Desenvolvido pelo Serviço Técnico de Biblioteca e Documentação Pelicer Junior, João Carlos. Emprego de topologia Boost semicontrolada para mitigação do conteúdo harmônico de corrente em conversores de 12 pulsos / João Carlos Pelicer Junior. -- Ilha Solteira: [s.n.], 2019 126 f. : il. Tese (doutorado) - Universidade Estadual Paulista. Faculdade de Engenharia de Ilha Solteira. Área de conhecimento: Automação, 2019 Orientador: Falcondes José Mendes de Seixas Inclui bibliografia 1. Conversor Boost. 2. Conversor multipulso. 3. Distorção harmônica total. 4. Fator de potência. 5. Retificador semicontrolado. P384e À minha avó Percília, pelo apoio incondicional nos momentos mais difíceis. AGRADECIMENTOS Ao meu orientador Prof. Dr. Falcondes José Mendes de Seixas pela sua dedicação, competência, companheirismo, sabedoria e amizade fundamentais para nossa convivência diária na concretização deste trabalho. Aos meus colegas de laboratório pela amizade e companheirismo de todos. Aos técnicos Adilson, Chaves, Everaldo e José Aderson pelo auxílio no desenvolvimento deste trabalho. À minha noiva Érica Vidal da Cunha, pelo carinho, respeito, apoio e compreensão sem os quais não só este trabalho, como outras tantas realizações não teriam sido possíveis. À minha família, pelo amor, compreensão e respeito, pela confiança no meu trabalho, pelo tempo de companhia e lazer que lhes furtei. Por estarem ao meu lado nos momentos bons e difíceis, abdicando de suas horas de descanso em prol do meu bem-estar e da minha felicidade. À UNESP, CAPES, FAPESP (Processo: 2015/15872-9) e ao IFSP pelo apoio ao trabalho. RESUMO Os conversores multipulsos têm sido muito utilizados para a melhoria da qualidade de energia elétrica em sistemas de retificação trifásicos. O principal motivo para tal afirmação é a robustez apresentada por esses conversores, aliada às características intrínsecas da estrutura, que resulta no cancelamento natural de certas componentes de corrente na rede, devido ao defasamento angular provocado pela ação do transformador ou autotransformador utilizado. O que se propõe nesse trabalho é a substituição de cada ponte retificadora a diodos, presente no conversor de 12 pulsos, por uma topologia retificadora trifásica semicontrolada, baseada no conversor boost operando no modo de condução descontínuo (MCD), de modo que, seja possível reduzir de maneira significativa a DHTi (Distorção Harmônica Total de corrente), bem como, incorporar os volumosos transformadores de interfase (IPTs) aos indutores boost de alta frequência, resultando na redução de peso e volume. Foram confeccionadas duas versões do conversor de 12 pulsos com retificadores semicontrolados, uma utilizando transformador isolador e a outra um autotransformador. O que se verificou para ambas as configurações é que a estrutura apresenta um reduzido conteúdo harmônico de corrente se comparado ao conversor tradicional e que, ao se operar no modo de condução descontínuo, faz-se possível o emprego de uma lógica de controle simples, possibilitando assim empregar somente uma malha de tensão, e reduzir significativamente a DHTi do conversor. Palavras chave: Conversor Boost. Conversor multipulso. Distorção harmônica total. Fator de potência. Retificador semicontrolado. ABSTRACT Multipulse converters have been widely employed for electrical power quality improvement in three-phase rectifiers systems. The main reason for this statement is the robustness shown by these structures, allied to their natural characteristics, resulting in harmonic canceling at the mains, due to the phase displacement provided by the transformer/autotransformer. In this work, it is proposed the replacement of each rectifier bridge, present in the 12-pulse converter, by a three-phase half-controlled rectifier topology, based on DCM (Discontinuous Conduction Mode) boost converter, thus making it possible to significative reduce the THDi (Total Harmonic Distortion) of the current injected on the mains by the structure. It also incorporates the voluminous IPT's (Interphase Transformer) in the boost high-frequency inductor, resulting in a reduction of weight and size. Two versions of the 12-pulse converter with semicontrolled rectifiers were made, one using an isolating transformer and other using an autotransformer. It was verified that both configurations present a reduced THDi when compared to the traditional converter. So, by electing DCM, it is possible to employ a simpler control logic, employing only one voltage loop and significantly reducing the THDi. Keywords: Boost converter. Multi-Pulse converter. Power factor. Half-controlled rectifier. Total harmonic distortion. LISTA DE FIGURAS Figura 1 – Conversor de 12 pulsos baseado em estrutura ziguezague com circuito no lado CC. 16 Figura 2 – Ilustração das componentes harmônicas de um sinal. 18 Figura 3 – (a) Formas de onda da tensão e corrente em uma ponte retificadora com filtro capacitivo. (b) Espectro harmônico da corrente. 20 Figura 4 – Conversor 12 pulsos isolado empregando conexão Δ/Δ-Y. 21 Figura 5 – Conversor 12 pulsos não isolado empregando autotransformador delta diferencial. 22 Figura 6 – Conversor de 18 pulsos com saídas CC conectadas em paralelo através de IPTs. 23 Figura 7 – Conversor de 18 pulsos com conversores CC-CC Boost em paralelo. 23 Figura 8 – Retificador de 18 pulsos com conversores CC-CC SEPIC isolados. 24 Figura 9 – Retificador boost semi-controlado de seis pulsos. 24 Figura 10 – Retificador semi-controlado com oposição de fases (carga dupla). 25 Figura 11 – Retificador semi-controlado com oposição de fases (carga única). 26 Figura 12 – Conversor de 12 pulsos com filtro ativo. 26 Figura 13 – Conversor trifásico unidirecional de 12 pulsos, empregando como transformador defasador a estrutura Zigzag. 27 Figura 14 – Conversor de 12 pulsos, bidirecional, utilizando transformador isolado. 28 Figura 15 – Principais componentes da geração eólica. 31 Figura 16 – Curva do coeficiente de potência Cp. 32 Figura 17 – Potência vs Velocidade do vento. 33 Figura 18 – Evolução do tamanho dos aero geradores comerciais. 33 Figura 19 – Configuração basica de um aero gerador (potência da ordem de MW). 35 Figura 20 – Estruturas aero geradoras Arranjo 1. 37 Figura 21 – Estrutura aerogeradora Arranjo -2. 37 Figura 22 –Conversores de velocidade variável (0 – 100%) Arranjo – 3. 38 Figura 23 – Conceito de um sistema de distribuição MVDC. 40 Figura 24 – Diagrama de blocos funcional (simplificado). 41 Figura 25 – Retificador de onda completa. 44 Figura 26 – Principais formas de onda do retificador de onda completa: a) VRN, IR; b) VRN, ID1. 44 Figura 27 – Comparação do espectro harmônico da Fase R com a norma IEC – 61000-3-2. 46 Figura 28 – Conversor boost monofásico empregado para a correção do fator de potência. 47 Figura 29 – Corrente no indutor para o caso da tensão de entrada senoidal. 48 Figura 30 – Corrente no diodo (corrente fornecida a carga). 50 Figura 31 – Conversor boost trifásico controlado (seis chaves). 54 Figura 32 – Subdivisão do sistema trifásico em setores. 54 Figura 33 – Primeira etapa de operação e seu circuito equivalente. 55 Figura 34 – Segunda etapa de operação e seu circuito equivalente. 56 Figura 35 – Terceira etapa de operação e seu circuito equivalente. 56 Figura 36 – Etapas de operação 4 a 8. 57 Figura 37 – Formas de onda das correntes que alimentam o conversor. 58 Figura 38 – Conversor boost semicontrolado (bridgeless) trifásico. 58 Figura 39 – Formas de onda da Tensão (1) e Corrente (2) para o conversor boost semicontrolado no modo de condução contínuo. 59 Figura 40 – Espectro harmônico do conversor boost semicontrolado operando no MCC. 59 Figura 41 –Tensão e corrente na rede, para o conversor boost semicontrolado operando no MDC. 60 Figura 42 – Espectro harmônico do conversor bridgeless operando no modo de condução descontínuo. 61 Figura 43 – Conversor CBST proposto (simplificado). 63 Figura 44 – Exemplo de uma etapa de operação (simplificada) do conversor. 64 Figura 45 – Intervalo utilizado como referência para o equacionamento. 66 Figura 46 – Sub-etapas de operação para o intervalo (modelo simplificado). 67 Figura 47 – Possibilidades de operação do conversor (DT) a) Circuito para VS1 = 0 b) Circuito equivalente para o Setor 6 c) Circuito para tensão VT1 = 0. 70 Figura 48 – Detalhe do instante máximo da tensão de fase (e consequentemente no respectivo indutor). 71 Figura 49 – (a) Circuito equivalente (simplificado) para condição tensão de pico (D∙T) (b) Circuito reduzido 71 Figura 50 – Destaque do instante em condução crítica. 72 Figura 51 – Principais indices de mérito do controlador. 77 Figura 52 – Diagrama simplificado da análise para comparação. 78 Figura 53 – Comparação do comportamento da tensão de saída. 79 Figura 54 – Formas de onda da tensão de saída (Vo) e da tensão de fase na rede (Van). 80 Figura 55 – Corrente nas três fases da rede: Ia, Ib e Ic. 81 Figura 56 – Espectro harmônico da corrente na Fase A da rede (em regime permanente). 81 Figura 57 – Formas de onda de tensão e corrente para a Fase A. 82 Figura 58 – Corrente nos indutores boost associados ao transformador Δ-Y. 83 Figura 59 – Detalhes das correntes Ir1,Is1 e It1. 84 Figura 60 – Espectro harmônico da corrente Ir1. 85 Figura 61 – Formas de onda das correntes IR1, IS1 e IT1. 86 Figura 62 – Componentes harmônicas da corrente IS1. 87 Figura 63 – Comparativo entre as correntes a) Corrente na Fase A da rede b) Corrende no secundário do transformador c) Corrente no indutor boost. 87 Figura 64 – Evolução da tensão de saída quando sujeita a uma perturbação do tipo degrau de carga. 88 Figura 65 – Ensaio de variação de frequência de entrada análise para 30 Hz. 90 Figura 66 – Ensaio de variação de frequência de entrada análise para a) 45 Hz b) 60 Hz c) 75 Hz. 91 Figura 67 – Ensaio de variação de frequência de entrada análise para 120 Hz. 92 Figura 68 – Forma de onda da tensão na carga (Vo). 93 Figura 69 – Formas de onda da entrada para ensaio de variação de frequência. 94 Figura 70 – Defasagem angular da conexão Y-Diferencial (abaixadora). 97 Figura 71 – Autotransformador configuração Y fechada (abaixadora) desenvolvido no laboratório. 98 Figura 72 – Principais dimensões das chapas utilizadas. 99 Figura 73 – Transformador isolador. 100 Figura 74 – Estrutura de madeira para conexão dos indutores boost e elementos dos filtros LC. 101 Figura 75 – Detalhes do módulo da Semikron a) Encapsulamento b) Esquemático. 102 Figura 76 - Módulos SKGAL35 conectados através de suas placas de conexão. 102 Figura 77 – Estrutura de acrílico para acomodação dos drivers. 103 Figura 78 – Arranjo experimental (configuração com autotransformador). 104 Figura 79 – Transformador e autotransformador lado a lado. 104 Figura 80 – Principais formas de onda na rede utilizando transformador isolado. 105 Figura 81 – Formas de onda da corrente Io e Vcn. 106 Figura 82 – Formas de onda da tensão Vcn e das correntes nos secundários do transformador a) Vcn, IR1, IS1 e IT1 b) Vcn, IR2, IS2 e IT2. 107 Figura 83 – Curvas DHTi x Carga (Conversor Isolado). 108 Figura 84 – Principais formas de onda na rede utilizando conexão diferencial. 109 Figura 85 – Ensaio de variação de frequência de entrada a) Ensaio para 30Hz b) Ensaio para 45Hz c) Ensaio para 60Hz. 111 Figura 86 – Ensaio de variação de frequência (75 Hz). 112 Figura 87 – Ensaio de variação de frequência de entrada a) Ensaio para 120 Hz b) Detalhe do ensaio 120 Hz. 113 Figura 88 – Curva DHTi X Carga para conexão diferencial. 114 Figura 89 – Lista de aero geradores tipo 3 e 4 comerciais 125 LISTA DE TABELAS Tabela 1 – Comparação da estrutura proposta em (Kalpana et al., 2018) com outras existentes. 17 Tabela 2 – IEC 61000-3-2 – Limite para as componentes harmônicas 45 Tabela 3 – Parametros do CBBT. 66 Tabela 4 – Valores dos principais elementos do conversor 75 Tabela 5 – Comparação da estrutura proposta em (Kalpana et al., 2018) com outras existentes. 83 Tabela 6 – Principais componentes harmônicas normalizadas da corrente IR1. 86 Tabela 7 – Ensaio para variação de frequência na faixa de 30 Hz - 120 Hz. 90 Tabela 8 – Parâmetros do ensaio de variação de frequência. 92 Tabela 9 – Principais parâmetros de projeto do autotransformador. 96 Tabela 10 – Principais parâmetros dos enrolamentos do autotransformador. 99 Tabela 11 – Principais parâmetros da análise experimental. 100 Tabela 12 – Principais dados de placa do transformador isolador. 101 Tabela 13 – Principais dados para o ensaio com transformador isolador. 106 Tabela 14 – Comparação entre as distorções harmônicas totais das correntes. 108 Tabela 15 – Principais dados para o ensaio com conexão Y-Diferencial. 110 SUMÁRIO 1 INTRODUÇÃO 15 1.1 COMPONENTES HARMÔNICAS 17 1.2 CONVERSORES MULTIPULSOS 20 1.3 ESTRUTURA DO TRABALHO 29 2 CONVERSORES MULTIPULSOS – APLICAÇÕES COM FREQUÊNCIA VARIÁVEL 30 2.1 GERAÇÃO EÓLICA – PRINCIPAIS ASPECTOS 31 2.1.1 COMPONENTES ELÉTRICOS DOS AERO GERADORES COMERCIAIS 36 2.2 USO DA ELETRÔNICA DE POTÊNCIA EM NAVIOS 39 2.3 CONSIDERAÇÕES FINAIS 41 3 CORREÇÃO ATIVA DO FATOR DE POTÊNCIA EM TOPOLOGIAS BASEADAS NA CONFIGURAÇÃO BOOST 42 3.1 A DHTI E O FATOR DE POTÊNCIA 42 3.2 TÉCNICAS PARA CORREÇÃO DO FATOR DE POTÊNCIA 46 3.2.1 CONVERSOR CA-CC BOOST MONOFÁSICO OPERANDO COMO PFC. 46 3.2.2 TOPOLOGIA TRIFÁSICA DO CONVERSOR CA-CC BOOST OPERANDO COMO CFP 53 3.3 CONSIDERAÇÕES FINAIS 61 4 INTEGRAÇÃO DO CONVERSOR BOOST A UM CONVERSOR 12 PULSOS 62 4.1 CONVERSOR 12 PULSOS SEMI-CONTROLADO 62 4.2 EQUACIONAMENTO DO CBST 65 4.3 ANÁLISE COMPUTACIONAL 75 4.4 ANÁLISE DA IMUNIDADE DO CONVERSOR À VARIAÇÃO DE FREQUÊNCIA DA REDE 89 4.5 CONSIDERAÇÕES FINAIS 94 5 ANÁLISES EXPERIMENTAIS 96 5.1 PROJETO DO AUTOTRANSFORMADOR – CONFIGURAÇÃO Y- DIFERENCIAL ABAIXADORA 96 5.2 ARRANJO EXPERIMENTAL 99 5.3 ANÁLISES UTILIZANDO TRANSFORMADOR ISOLADOR (Δ/Δ-Y) 105 5.4 ANÁLISES UTILIZANDO AUTOTRANSFORMADOR (Y-DIFERENCIAL) 109 5.5 CONSIDERAÇÕES FINAIS 114 6 CONCLUSÃO 116 REFERÊNCIAS 118 ANEXO I 125 ANEXO II 126 15 1 INTRODUÇÃO As estruturas retificadoras trifásicas são comumente empregadas em diversas aplicações tais como: em dispositivos de ajuste de velocidade de motores (Adjustable Speed drives); fontes de alimentação para telecomunicação; em sistemas conversores para aeronaves; embarcações de médio e grande porte; entre outras. De maneira geral, as aplicações empregando retificadores trifásicos convencionais, necessitam de técnicas para mitigação das componentes harmônicas, devido ao baixo fator de potência (FP) e elevada ondulação na tensão de saída que estes conversores apresentam (OLIVEIRA, 2011). Historicamente, as componentes harmônicas sempre estiveram presentes no sistema de energia elétrica (BAGGINI, 2008), contudo, com a difusão de cargas não lineares, tais como as descritas anteriormente, os cuidados relacionados às componentes harmônicas e os estudos de seus impactos se tornaram necessários. Quando a parcela de componentes harmônicas excede um determinado limite, sua presença pode acarretar em problemas tais como: mau funcionamento de equipamentos de medição; maior dissipação de calor nos condutores; problemas em outros equipamentos conectados à mesma rede devido à distorção da tensão do barramento; dentre outros (BAGGINI, 2008; SEIXAS, 2001). Os impactos negativos causados pelos conteúdos harmônicos injetados na rede passaram a preocupar o setor de energia elétrica. Sabendo-se que o FP é afetado não apenas pelo fator de deslocamento (cosφ), como também, pela distorção harmônica total (DHT), avaliar o conteúdo harmônico injetado pelos equipamentos passou a ser um procedimento fundamental para a manutenção da qualidade de energia do sistema. Para que o FP seja mantido em níveis considerados satisfatórios, normas foram estabelecidas, limitando principalmente o conteúdo harmônico de corrente na rede. As principais normas internacionais são: IEEE – 519; IEC-61000-3-2 e 61000-3-4 (International Electrotechnical Commission) para harmônicos individuais de corrente, cabendo ressaltar, que via de regra, também é exigido que a DHTi seja inferior a 5% (KOLAR; FRIEDLI, 2011; OLIVEIRA, 2011). Com intuito de atender às normas vigentes, várias técnicas para a retificação trifásica são apresentadas na Literatura (BARBI, 2002; SING et al., 2004; SEIXAS; BARBI, 1999; KOLAR, 1999; KOLAR; SUN, 2001; PAICE, 1996). Com o avanço das técnicas para o processo de retificação, na literatura, são apresentadas possibilidades do emprego de conversores retificadores na geração eólica, seja para aumentar a potência extraída e, consequentemente, fornecida ao sistema, como também, para se conseguir 16 cumprir as exigências estabelecidas para esse tipo de geração (VILATHGAMUWA, 2012; OLIVEIRA et al., 2010; BAROUDI; DINAVAHI; KNIGHT, 2005). Dentre as possíveis técnicas empregadas para a mitigação da DHTi, estão as que utilizam os retificadores multipulsos, que tiram proveito da defasagem angular decorrente do uso de autotransformadores ou transformadores defasadores, para o cancelamento de certas componentes harmônicas e assim, a obtenção de um maior FP (OLIVEIRA; SEIXAS; SEIXAS, 2011; PELICER JR; SEIXAS; LOURENÇO, 2014; PELICER JR; SEIXAS; LOURENÇO, 2014; OLIVEIRA, et al., 2012; seixas, 2001; SEIXAS; SEIXAS; GONÇALVES, 2007; SING; MAHALA; KAUR, 2012). Ao se falar de conversores multipulsos, empregando apenas as tradicionais pontes de diodos, o que se espera é que os conversores de maior número de pulsos, apresentem reduzido conteúdo harmônico (DHTi) se comparados aos conversores de menor número de pulsos, contudo, há de se ter em conta como desvantagem a maior complexidade da estrutura e o fluxo processado pela mesma. Uma possível alternativa ao emprego de conversor de maior ordem está no emprego de técnicas adicionais, para a redução da DHTi (KALPANA et al.; NETO et al., 2018) , conforme a estrutura apresentada na Figura 1. Com o auxílio do circuito adicional, parte destacada na Figura 1, a DHTi da estrutura é reduzida a 3,12%, o que através da comparação com os dados apresentados na Tabela 1, pode- se verificar que há uma significativa redução do conteúdo harmônico. Figura 1 – Conversor de 12 pulsos baseado em estrutura ziguezague com circuito no lado CC. Alimentação Trifásica CA Autotransformador ziguezague Ponte trifásica (DBR1) Ponte trifásica (DBR2) Barramento CC do circuito Fonte: (KALPANA et al., 2018). 17 A estrutura proposta por Kalpana et al. (2018), apresenta uma DHTi comparável a um conversor de 24 pulsos, contudo, deve-se ressaltar que embora a complexidade da confecção de seu autotransformador possa ser considerada reduzida, a desvantagem da estrutura, se comparada ao tradicional conversor de 12 pulsos, está no incremento da taxa kVA (porcentagem da potência da carga processada pelo transformador) e, consequentemente, no peso e volume da estrutura final devido ao conjunto de IPT’s, conforme pode ser apreciado na Tabela 1. Tabela 1 – Comparação da estrutura proposta em (Kalpana et al., 2018) com outras existentes. Configuração do sistema Número de Taxa kVA DHTi Complexidade da configuração do autotransformador Diodos Chaves Transformador IPT Total 12 pulsos (isolada) 12 - 130,90% 1,66% 132,60% 9,40% Baixa 18 - Pulsos 21 3 18,00% - 18,00% 8,03% Média 18 - Pulsos 18 - 55,00% - 55,00% 5,40% Alta 24 - Pulsos 24 16 27,70% - 27,70% 3,12% Alta 36 - Pulsos 21 - 130,00% 1,24% 131,20% 1,36% Alta 40 - Pulsos 42 - 61,29% 0,54% 61,73% 2,55% Alta 12 pulsos ZigZag com circuito adicional 16 - 26,66% 3,70% 30,30% 3,12% Baixa Fonte: Adaptado de Kalpana et al. (2018). Dentre os índices de mérito empregados para a comparação de estruturas retificadoras, está o conteúdo harmônico, resultante de sua operação. O tema de componentes harmônicas, fundamental para o entendimento deste trabalho, será abordado de forma resumida no item seguinte. 1.1 COMPONENTES HARMÔNICAS Em Engenharia Elétrica a análise utilizando funções co-senoidais (ou senoidais) é amplamente empregada, por uma série de razões, como as apresentadas em (ORSINI; CONSONNI, 2002): • A soma de um número finito de senóides da mesma frequência, bem como suas derivadas e integrais, resultam também em senóides; • A existência de numerosos dispositivos eletromecânicos ou eletrônicos que geram excitações praticamente senoidais; • Em uma rede linear excitada por senóides todas as correntes ou tensões são senoidais, uma vez atingido o regime permanente; 18 Atualmente há a predominância de cargas não lineares no sistema (Baggini, 2008), de modo que se faz necessário o uso de ferramentas para a análise de sinais com distorção harmônica: Em 1807, o barão Jean-Baptiste-Joseph Fourier declarou que qualquer função de onda periódica podia ser expressa como uma soma de infinitas funções senoidais. De acordo com essa surpreendente afirmação, mesmo formas de onda descontínuas, como ondas quadradas, poderiam ser representadas por somas de senóides (DORF; SVOBODA, 2012, p. 675). A decomposição de uma onda distorcida em um somatório de senóides, permite considerar os efeitos de cada uma das componentes, que constituem o sinal, possibilitando o uso das técnicas clássicas de análise de circuitos elétricos e obter o resultado final como a soma dos efeitos causados pelas componentes (BAGGINI, 2008). Outra praticidade proporcionada pela análise, no domínio da frequência, de um determinado sinal, está em por exemplo, analisar as componentes de alta frequência de uma onda quadrada (DORF, 2012) e seus possíveis impactos para um determinado sistema. A Figura 2 ilustra a decomposição de um sinal distorcido, que para esse exemplo seria o resultado da soma da componente fundamental (n = 1) com as componentes de quinta e sétima ordens (n = 5 e n = 7, respectivamente). Figura 2 – Ilustração das componentes harmônicas de um sinal. Fonte: (BAGGINI, 2008). Em se tratando de conversores multipulsos, uma classificação muito usual das componentes harmônicas são as características, que são esperadas como decorrência do funcionamento do conversor em condições ideais e, as não características cuja presença não está relacionada com a ordem de pulsos da estrutura, por exemplo, a quinta harmônica em um conversor de 12 pulsos (BAGGINI, 2008). O que se verifica é que além de proporcionar o cálculo de um importante índice para a avaliação da qualidade de energia (DHT), a decomposição de um sinal x(t) pode proporcionar um conjunto de informações para verificar se a estrutura está operando da maneira esperada. Ao se avaliar um determinado conversor, se a parcela de contribuição de uma componente 19 harmônica não característica for significativa, este é um indicio de que a estrutura não está operando nas condições de projeto. A DHT desse sinal x(t) será dada pela Equação (1). 𝐷𝐻𝑇 = √∑ 𝑋ℎ 2∞ ℎ=2 𝑋1 (1) sendo X o valor eficaz das componentes em frequência do sinal x(t). Quanto as especificações dos parâmetros da série de Fourier, para que um determinado sinal seja periódico, deve existir um intervalo de tempo τ, que satisfaça a Equação (2). 𝑓(𝑡) = 𝑓(𝑡 − τ) (2) Se há um número τ que satisfaça a Equação (2), seus múltiplos inteiros também serão soluções da equação. O período (T) dessa função periódica f(t) é definido como o menor valor positivo de τ que satisfaz a equação. A frequência angular fundamental será, então, definida pela Equação (3). 𝜔0 = 2𝜋 𝑇 (3) Uma vez conhecida a frequência fundamental de um determinado sinal, são denominadas frequências harmônicas, aquelas que são múltiplas inteiras da frequência fundamental. Na decomposição pela série de Fourier de um determinado sinal, o termo a0 representa o valor médio (ou de frequência zero) desse sinal, sendo calculado pela Equação (4). 𝑎0 = 1 𝑇 ∫ 𝑓(𝑡)𝑑𝑡 𝑇+𝑡0 𝑡0 (4) São denominados coeficientes de Fourier os termos a0 apresentado na Equação (4), bem como os termos an e bn, apresentados nas Equações (5) e (6) respectivamente. 𝑎𝑛 = 2 𝑇 ∫ 𝑓(𝑡) cos(𝑛 𝜔0𝑡) 𝑑𝑡 𝑇+𝑡0 𝑡0 (5) 20 𝑏𝑛 = 2 𝑇 ∫ 𝑓(𝑡) sen( 𝑛 𝜔0𝑡) 𝑑𝑡 𝑇+𝑡0 𝑡0 (6) Então a série infinita de senóides, que representa um determinado sinal f(t), será dada pela Equação (7). 𝑓(𝑡) = 𝑎0 + ∑ 𝑎𝑛 cos 𝑛 𝜔0𝑡 + ∑ 𝑏𝑛𝑠𝑒𝑛 𝑛 𝜔0𝑡 ∞ 𝑛=1 ∞ 𝑛=1 (7) Para a grande maioria das cargas não lineares, a amplitude das componentes harmônicas decresce conforme aumenta a sua ordem (BAGGINI, 2008). A Figura 3 apresenta a corrente drenada de um retificador monofásico, com filtro capacitivo e, seu respectivo espectro harmônico. A DHTi para esse caso é em torno de 130%. Figura 3 – (a) Formas de onda da tensão e corrente em uma ponte retificadora com filtro capacitivo. (b) Espectro harmônico da corrente. Fonte: Adaptado de Baggini (2008). 1.2 CONVERSORES MULTIPULSOS Os conversores multipulsos empregam múltiplas estruturas retificadoras, de tal maneira que determinadas componentes harmônicas, resultantes da operação de uma determinada ponte retificadora, sejam supridas pela(s) outra(s) ponte(s) (BAGGINI, 2008; PAICE, 1996). O emprego desse tipo de conversor acarreta em duas vantagens: redução do conteúdo harmônico na rede e diminuição da ondulação de tensão no barramento de Corrente Contínua (CC). 3 5 7 9 11 13 15 17 19 21 23 25 27 29 31 33 35 37 39 21 Para que seja possível a mitigação das componentes harmônicas, que ocorrem em pares, como por exemplo, o cancelamento das componentes de quinta e sétima ordens no conversor de 12 pulsos, faz-se necessária a utilização de autotransformadores ou transformadores defasadores (PAICE, 1996). A defasagem angular não altera o conteúdo harmônico drenado de cada uma das pontes retificadoras, mas permite que uma parte desse conteúdo, seja suprido pelas outras, resultando em seu cancelamento na rede de alimentação. Em Paice, (1996) têm-se que a defasagem angular deve obedecer a Equação (8). 𝐷𝑒𝑓𝑎𝑠𝑎𝑔𝑒𝑚 𝑜 = 60𝑜 𝑛ú𝑚𝑒𝑟𝑜 𝑑𝑒 𝑝𝑜𝑛𝑡𝑒𝑠 𝑟𝑒𝑡𝑖𝑓𝑖𝑐𝑎𝑑𝑜𝑟𝑎𝑠 (8) Considerando que o conversor de 12 pulsos emprega duas pontes retificadoras, será necessária uma defasagem angular de 30° entre as tensões secundárias resultantes. Para a obtenção da defasagem angular necessária para o funcionamento dos conversores multipulsos, diversos arranjos são possíveis, os quais podem ser divididos em duas grandes categorias, isolados e não isolados. Na Figura 5 está apresentado um exemplo de conversor de 12 pulsos isolado e na Figura 5, e um exemplo de conversor de 12 pulsos não isolado. Figura 4 – Conversor 12 pulsos isolado empregando conexão Δ/Δ-Y. Fonte: Adaptado de Singh et al. (2008). 22 Figura 5 – Conversor 12 pulsos não isolado empregando autotransformador delta diferencial. Fonte: Adaptado de Singh et al. (2008). Topologias não isoladas utilizam na sua estrutura autotransformadores, os quais apresentam vantagens como, menor relação de potência processada pelos núcleos magnéticos. O fluxo processado por essas estruturas pode ser reduzido a 20% da potência que seria processada por um transformador com características análogas (OLIVEIRA, 2011; SEIXAS, 2001). Com isso, faz-se possível empregar núcleos de menor peso e volume, visto que não se faz necessário processar toda a potência da carga no núcleo magnético, como é o caso de transformadores isoladores. Consequentemente, os autotransformadores apresentam como revés a perda da isolação galvânica. Em contrapartida, deve-se ter em conta que as topologias não isoladas empregam maior número de IPT’s, do que as topologias isoladas, para que as pontes retificadoras operem de maneira independente. Para a conexão de 12 pulsos, são necessários quatro IPT’s e, para a conexão de 18 pulsos são empregados seis IPT’s, esses elementos são volumosos e impactam de maneira significativa no peso e volume da estrutura final (Seixas, 2001). A Figura 6 ilustra um conversor de 18 pulsos e, os conjuntos de IPT’s necessários para a sua operação. Tendo em vista esse quesito, uma possível melhoria para as topologias não isoladas, consiste em incorporar os transformadores de interfase (IPT’s), mais volumosos, à conversores de alta frequência, preferencialmente por aqueles que possuem entrada com característica de fonte de corrente, como estruturas baseadas no conversor Boost (Seixas; Barbi, 1999; Seixas, 23 2001; Seixas; Barbi, 2004; Seixas; Gonçalves, 2007; Silva, 2011). Na Figura 7, tem-se uma topologia capaz de realizar o paralelismo das pontes retificadoras sem a presença dos IPTs de baixa frequência, além de permitir a regulação da tensão de saída. Para que haja o equilíbrio das correntes retificadas, são necessários sensores de corrente e malhas de controle adicionais (não apresentadas nessa ilustração do circuito). Figura 6 – Conversor de 18 pulsos com saídas CC conectadas em paralelo através de IPTs. Fonte: (SEIXAS, 2001). Nesta mesma linha de soluções e aprimoramentos, apresenta-se na Figura 8, uma topologia SEPIC com vantagens similares, porém com o benefício adicional a possibilidade da isolação em alta frequência e do equilíbrio natural das correntes, com a conexão série dos secundários dos respectivos transformadores de alta frequência. Figura 7 – Conversor de 18 pulsos com conversores CC-CC Boost em paralelo. Fase A Fase B Fase C N Fonte: Adaptado de Seixas (2001). 24 As topologias como a apresentada na Figura 8, empregam a associação de uma ponte em onda completa (ponte de Graetz) com chaves eletrônicas. Esse tipo de associação, emprega um diodo a mais processando potência, se comparada às topologias semicontroladas, o que acarreta em perdas adicionais devido à resistência série, tensão forward do elemento semicondutor e perdas de comutação. Figura 8 – Retificador de 18 pulsos com conversores CC-CC SEPIC isolados. Fonte: (LOURENÇO et al., 2017). A técnica da retificação trifásica semi-controlada em alta frequência, denominada originalmente de half-controlled, é baseada na operação de conversores Boost ou Buck, incorporados às pontes de diodos. Esta foi discutida em (Treviso et al., 1997; Kikuchi; Manjrekrar; Lipo, 1999) e está representada na Figura 9. A ideia inicial consistia em manter o modo de condução contínua nos indutores, o que acarretava na assimetria da forma de onda de corrente na rede, resultando em uma DHTi entre 10% e 30%. Figura 9 – Retificador boost semi-controlado de seis pulsos. VR VS VT Conversor boost semi-controlado Ir1 Rede Lin CargaC Vo Fonte: Adaptado de Kikuchi, Manjrekrar e Lipo (1999). 25 Uma vez que, nessa técnica, não há um estágio apenas de retificação com pontes puras de diodos, seguido de um estágio CC-CC, a mesma tem sido chamada, recentemente, de Bridgeless (sem ponte). Outras propostas evolutivas apresentadas para um sistema duplo de alimentação, realizada através de um transformador com dois secundários em Y, conectados com oposição de fases, cuja versão com carga dupla está apresentada na Figura 10 e, a versão com carga única apresentada na Figura 11 (Wang; Lipo; Pan, 2010; Wang et al., 2011). Estas topologias, que empregam transformadores com oposição de fases, resultam em um sistema com características análogas a um sistema hexafásico de alimentação, portanto, não cumpre ao requerimento de um conversor tradicional de 12 pulsos, no que diz respeito a defasagem angular necessária para a mitigação das componentes harmônicas. Adicionalmente às estratégias inerentes à estrutura, filtros são comumente utilizados para a redução do conteúdo harmônico injetado na rede. Os filtros, sejam estes ativos, passivos ou híbridos, encontram aplicação para uma vasta faixa de potência. Todavia, deve-se ter em conta que, em alguns casos, a potência processada pelos filtros pode se tornar elevada e, também seu custo, perdas inerentes ao uso e, a quantidade de componentes utilizados, podem reduzir sua aplicabilidade (SINGH et al., 2008). Figura 10 – Retificador semi-controlado com oposição de fases (carga dupla). Va Vb Vc Transformador Conversor Semi-controlador trifásico Conversor Semi-controlado trifásico Ir1 Ir2 Rede Lin Lin Carga 1 C1 Vo Carga 2 VoC2 Fonte: Adaptado de Wang, Lipo e Pan (2010) e Wang et al. (2011). 26 Figura 11 – Retificador semi-controlado com oposição de fases (carga única). Va Vb Vc Transformador Conversor Semi-controlado trifásico Ir1 Ir2 Rede Lin Lin CargaC Vo Fonte: Adaptado de Wang, Lipo e Pan (2010) e Wang et al. (2011). Em Hou e Tsai (2017) é apresentado o uso de um filtro ativo visando a redução do conteúdo harmônico do Conversor de 12 pulsos, conforme ilustrado na Figura 12. Com o emprego de uma lógica de controle mais sofisticada, a topologia reduz o conteúdo harmônico injetado na rede, de aproximadamente 14%, apresentado pela estrutura clássica, para 4,4%. Figura 12 – Conversor de 12 pulsos com filtro ativo. Retificador IRetificador II Auxiliar Vcc Transformador I Ccc Transformador II Fonte: Adaptado de Hou e Tsai (2017). 27 A referida estrutura apresenta significativa redução do conteúdo harmônico, contudo, além do emprego de uma lógica de controle mais sofisticada e, sensores para tal, a estrutura necessita de elementos magnéticos adicionais (por exemplo, o Transformador II) e, conta com semicondutores adicionais, uma combinação que além de acarretar em maiores perdas, impacta diretamente no peso e volume da estrutura. O emprego de filtros não é desejável como solução principal para o problema da qualidade de energia. O desejável é, que na fase de projeto, sejam consideradas topologias e técnicas que reduzam o conteúdo harmônico, seja essa redução de maneira ativa ou passiva (conversores multipulsos), conforme apresentado na literatura (ARRILLAGA, 1998; BOLLEN, 2001; BOROYEVICH, 1997; EL-HARWAY, 1983; DUGAN; MCGRANAGHAN; BEATY, 1996; HEYDT, 1991; KALPANA et al., 2018; KIMBARK, 1971; MAO; LEE; SCHAEFFER, 1965; SCHLABBACH; BLUME; STEPHANBLOME, 1999; PADIYAR, 1990; PORTER; SCIVER, 1999; SEGUIER, 1986; SINGH et al., 2008; WAKILEH, 2001; WU, 2006). A escolha de qual será a topologia (ou técnica) a ser empregada, também deve levar em conta o fluxo de potência processado pela estrutura. Em conversores unidirecionais, a potência proveniente de uma fonte CA é entregue a um barramento CC, que pode ser utilizada desta maneira ou, condicionada novamente para CA com o uso de dispositivos adicionais. Os conversores multipulsos unidirecionais são, geralmente, compostos por diodos e transformadores, como o ilustrado na Figura 13. Figura 13 – Conversor trifásico unidirecional de 12 pulsos, empregando como transformador defasador a estrutura Zigzag. Fonte: Adaptado de Singh et al. (2008). 28 Já os conversores bidirecionais, oferecem a possibilidade de, não apenas, consumir potência da fonte CA, como também, fornecer energia à mesma. Geralmente, esses conversores empregam tiristores com metodologia de controle do ângulo de disparo, de modo que se possa operar em uma vasta faixa de tensão no barramento CC (SINGH et al., 2008). Um exemplo de conversor multipulsos bidirecional está ilustrado na Figura 14. Dentre as possíveis aplicações, para esse tipo de estrutura conversora, estão o fornecimento de energia para motores CC, emprego nos sistemas de transmissão em corrente contínua (HVDC), fontes de alimentação para sistemas que utilizam plasma, dentre outras (SINGH et al., 2008). Figura 14 – Conversor de 12 pulsos, bidirecional, utilizando transformador isolado. Fonte: Adaptado de Singh et al. (2008). Levando em consideração o que foi descrito, o propósito desta tese é apresentar um estudo inédito com relação aos retificadores de 12 pulsos, propondo a incorporação de pontes semicontroladas, baseadas na topologia boost operando em MCD (Modo de Condução Descontínuo), ao retificador de 12 pulsos, possibilitando assim, uma significativa redução do conteúdo harmônico de corrente (DHTi) injetado na rede, bem como na incorporação dos volumosos IPT’s (transformadores de interfase) aos indutores boost em alta frequência, resultando em uma redução de peso e volume. A motivação para essa modificação está em reduzir o DHTi, tornando o emprego do conversor de 12 pulsos uma alternativa viável, para casos em que anteriormente, seria necessário o uso de conversores de maior número de pulsos (KALPANA et al., 2018; PAICE, 1996), reduzindo assim o peso, volume e complexidade da estrutura final. Neste trabalho é apresentada a metodologia de projeto do conversor e, para a validação dessa técnica, serão apresentados os resultados experimentais da mesma, tanto para a conexão isolada com transformador, como para a conexão diferencial (autotransformador). A seguir está destacada a estrutura do trabalho. 29 1.3 ESTRUTURA DO TRABALHO No Capítulo 2, é apresentada uma revisão de geradores eólicos e sistemas elétricos para grandes embarcações, setores em que se vislumbra a possibilidade de aplicação do conversor que será estudado neste trabalho, serão apresentados os principais equipamentos, requerimentos necessários para esse tipo de geração. No Capítulo 3 são revisadas as configurações de conversores para regulação do fator de potência baseadas na topologia boost. São verificadas algumas possibilidades que o projetista pode levar em consideração durante o projeto desses reguladores e, também serão avaliadas algumas de suas características. O Capítulo 4 é dedicado ao projeto de um conversor boost semicontrolado integrado a um conversor multipulsos. Neste capítulo é elaborada uma análise computacional do conversor operando em sua condição de projeto, bem como, é avaliada a sua imunidade a algumas perturbações de frequência, provenientes da unidade geradora. O Capítulo 5 é dedicado à análise experimental do Conversor de 12 pulsos com ponte semicontrolada incorporada. Duas vertentes dessa estrutura são analisadas nesse capítulo, uma empregando um transformador isolador e, a outra, empregando um autotransformador. Os últimos capítulos desse trabalho dedicam-se às conclusões, referências bibliográficas e aos anexos, respectivamente. 30 2 CONVERSORES MULTIPULSOS – APLICAÇÕES COM FREQUÊNCIA VARIÁVEL Atualmente existem diversos empregos para a energia elétrica em nossa sociedade, dentre estes podem-se citar, desde a refrigeração de alimentos, o que permite mantê-los adequados para consumo por mais tempo, ao funcionamento de sistemas de telecomunicação, como por exemplo, internet banking, que possibilita a praticidade de gerenciar contas bancárias sem sair do local de trabalho. Não apenas afazeres do cotidiano são supridos com o auxílio da energia elétrica, bem como alguns hobbies como o uso de redes sociais, uso este muito popular entre os jovens na época em que este trabalho foi desenvolvido. Na literatura já se pode encontrar estudos referentes ao consumo de energia elétrica decorrente do compartilhamento de imagens nas redes sociais. O Facebook utilizou, em seus data centers, aproximadamente 500 GWh em 2012 (Jalali et. al., 2014). Devido à vasta utilização da energia elétrica na sociedade moderna, faz-se necessária a otimização dos processos para sua obtenção, com intuito de reduzir as perdas inerentes a esse processo, bem como, minimizar a dependência de fontes de energia não renováveis, levando em consideração, não apenas os fatores ambientais, como também a sustentabilidade em seu uso. Em 2012, a parcela de energia proveniente de fontes renováveis, no mundo, ultrapassou os 1470 gigawatt (GW), representando 19% da energia elétrica consumida (YARAMASU et al., 2015). Dentre as fontes de energia renováveis, destaca-se o acentuado crescimento da geração eólica nas últimas décadas. A capacidade de geração passou de 6,1 GW em 1996 para 282,6 GW em 2012 (YARAMASU et al., 2015). Nesse capítulo, serão selecionadas e apresentadas algumas das aplicações onde a eletrônica de potência desempenha um papel importante e onde se vislumbra a possibilidade da inserção do conversor multipulsos, proposto neste trabalho, para um melhor aproveitamento da energia elétrica. Dentre a gama de aplicações, que emprega alguma técnica de retificação, foram selecionadas aplicações, onde a frequência da alimentação, possa variar de maneira significativa, por exemplo, a geração eólica. 31 2.1 GERAÇÃO EÓLICA – PRINCIPAIS ASPECTOS A energia elétrica é uma das formas mais versáteis de energia, uma vez que pode ser facilmente convertida em outras formas, por exemplo, pode-se converter energia elétrica em iluminação com o uso de lâmpadas, pode ser empregada para produzir calor, com o uso de resistências, movimentar cargas mecânicas com o uso de motores, dentre outras aplicações. Embora muito versátil, a energia elétrica não é encontrada com características que desejamos na natureza e, portanto, sua obtenção se dá, na maioria dos casos, através de um processo de conversão de energia. Os geradores eólicos convertem a energia cinética do vento em energia elétrica. Na Figura 15, ilustra-se algumas etapas que podem estar presentes nesse processo de conversão, cabendo ressaltar que não necessariamente todos os componentes ilustrados são requeridos em todos os processos que envolvem a conversão da energia eólica em energia elétrica. Figura 15 – Principais componentes da geração eólica. Potência mecânica Potência elétrica Energia eólica Rotor Caixa multiplicadora ( Gearbox ) Gerador Conversão de energia & controle Transferência de potência Gerador Conversor Condicionamento & Controle Transformador Rede Conversão & Transmissão Fonte: Adaptado de Chen, Guerrero e Blaabjerg (2009). O início do processo de conversão se dá com a captação do vento pelas pás do aero gerador, que transferirão a energia mecânica ao rotor. De Blaabjerg, Chen e Kjaer (2004) têm- se que essa potência aerodinâmica é dada pela Equação (9). 𝑃𝑎𝑟𝑒𝑜 = 1 2 𝜌𝜋𝑅2𝑣3𝐶𝑝 (9) onde 𝜌 é a densidade do ar, R é o comprimento das pás (raio do aero gerador), 𝑣 a velocidade do vento, e Cp é um coeficiente de potência que representa a eficiência de um aero gerador. Cp é uma função que depende de λ, parâmetro especificado na Equação (10), como também do ângulo de ataque das pás β, em aero geradores que possuem essa tecnologia (BLAABJERD; CHEN; KJAER, 2004). 32 𝜆 = 𝑅 ∙ 𝜔𝑎𝑒𝑟𝑜 𝑣 (10) onde 𝜔𝑎𝑒𝑟𝑜 é a velocidade de rotação do aero gerador. Uma curva caraterística de Cp está ilustrada na Figura 16, para um dado β fixo. Ao se analisar essa figura, conclui-se que existe um único ponto de operação em que o coeficiente Cp possui seu valor máximo. Ao se empregar um aero gerador com velocidade variável, procura-se regular a velocidade do rotor de modo a operar sempre no ponto óptimo (λóptimo). Outro quesito importante está na possibilidade de se reduzir a potência mecânica transferida ao eixo, através da alteração do ângulo de ataque das pás conforme descrito em (BLAABJERG; CHEN; KJAER, 2004; CHEN; GUERRERO; BLAABJERG, 2009) Figura 16 – Curva do coeficiente de potência Cp. Curva do coeficiente de potência λ Fonte: Adaptado de Blaabjerg, Chen e Kjaer (2004). Essa redução é interessante em casos onde não se deseja transferir toda a energia cinética ao eixo, como por exemplo, durante rajadas de vento de grande intensidade, que poderiam comprometer a integridade do aero gerador. Em condições mais extremas, altera-se o ângulo de ataque das pás do aero gerador, de modo que, idealmente, não seja transferida potência mecânica ao eixo, conforme ilustrado na Figura 17, onde a velocidade máxima do vento (para operação) foi determinada para 25 m/s, todavia, essa escolha depende do aero gerador empregado. 33 Figura 17 – Potência vs Velocidade do vento. Velocidade do vento (m/s) Po tê nc ia d e sa íd a (p u) Fonte: Adaptado de Blaabjerg, Chen e Kjaer (2004). Outro quesito importante, quando se fala em aero geradores, está na comparação entre a possibilidade de se empregar um aero gerador com um diâmetro maior, ou um conjunto de aero geradores menores. Ao se analisar a Equação (9), verifica-se que a potência mecânica obtida é proporcional ao quadrado do raio, em outras palavras, ao se empregar um aero gerador de maior dimensão consegue-se transferir maior potência, a um menor custo de manutenção, se comparado ao segundo caso. Sabendo-se desse fato, o tamanho dos aero geradores comerciais tem crescido de maneira exponencial ao longo dos anos, conforme ilustrado na Figura 18 (YARAMASU et al., 2015; DUAN; HARLEY, 2009). Figura 18 – Evolução do tamanho dos aero geradores comerciais. Diâmetro Altura do Cubo Ano Potência Diâmetro Altura P re vi sã o Fonte: Adaptado de Yaramasu et al. (2015). O diâmetro (máximo encontrado em modelos comerciais) das pás do aero gerador que era 15 metros em 1980, atingiu valores da ordem de grandeza de duas aeronaves modelo Boeing 34 747 (145 m) em 2015. Esse aumento tem como objetivo captar mais energia eólica e estima-se que, até 2020, os aero geradores tenham um diâmetro na faixa de 150 a 200 metros. Uma vez obtida a energia mecânica no eixo, existe a possibilidade de se utilizar uma caixa multiplicadora (Gearbox) para adequar a velocidade de rotação da turbina do aero gerador com a velocidade comumente mais elevada do gerador, evitando-se assim, a necessidade de se empregar um gerador com maior número de pólos. Aero geradores com potências da ordem de MW, geralmente tem a rotação de suas pás compreendida na faixa de 6 a 20 rpm. Geralmente é empregada uma caixa multiplicadora para que essa velocidade seja adequada às especificações do gerador, todavia, o emprego da mesma aumenta o custo inicial do projeto, acarreta em aumento de ruído, introduz uma quantidade significativa de perdas no sistema, além de demandar manutenção regular (YARAMASU et al., 2015; DUAN; HARLEY, 2009) Devido a esses quesitos, os aero geradores que não empregam a caixa multiplicadora (directly driven generators) tem se tornado uma tendência no mercado, apesar de terem como característica um maior peso e volume (DUAN; HARLEY, 2009). O gerador, que é o equipamento responsável pela conversão da energia mecânica em energia elétrica, deve ser especificado de tal maneira que esteja adequado às grandezas mecânicas aplicadas em seu eixo (torque e velocidade), tanto como às especificações elétricas. Um possível exemplo é a adequação do número de polos, para compensar a baixa velocidade e alto torque que provém das pás do aero gerador. Abdicar do uso de engrenagens e alterar a configuração do gerador para realizar o ajuste de velocidade, pode culminar em um gerador seis vezes maior e quatro vezes e meia mais pesado, se comparado a estrutura que emprega engrenagens para esse ajuste (YARAMASU et al., 2015). Se por um lado faz-se possível ajustar as grandezas mecânicas com o uso de engrenagens, de maneira análoga, é possível adequar grandezas elétricas não apenas especificando-se os parâmetros do gerador, como também, empregando-se conversores chaveados e transformadores. Com a evolução da eletrônica de potência nas últimas décadas, o emprego de semicondutores em maiores níveis de tensão e corrente, tem possibilitado uma gama ainda maior de aplicações, podendo ser empregados para realizar o condicionamento das grandezas elétricas em aero geradores. Essa evolução combinada com a evolução dos microprocessadores e a preocupação em se desenvolver semicondutores cada vez mais eficientes, possibilita a aplicação desses equipamentos para funções tais como: Proteção, circuitos de controle, condicionamento de 35 tensão (amplitude e frequência) e, em casos de conversores bidirecionais também há a possibilidade do controle do fluxo de potência. Embora o uso de conversores chaveados introduza algumas vantagens no conjunto, como por exemplo, o condicionamento dos níveis de tensão, deve-se ter em conta que o emprego desses conversores pode implicar (se não tomadas as devidas providências) em um aumento do conteúdo harmônico de corrente demandada do gerador. Demandar do gerador uma corrente com elevado conteúdo harmônico, implica em reduzir a potência fornecia por este e, aumentar as perdas no núcleo e nos enrolamentos. Neste sentido, diversas soluções podem ser empregadas para contornar esse tipo de problema, como por exemplo, a inclusão de filtros passivos, o que será proposto nesse trabalho (em um capítulo seguinte) e a inclusão de uma nova estrutura conversora para lidar com essa etapa da conversão (constituição do barramento CC), alimentado por um gerador ao qual a frequência varia (em função da intensidade e velocidade do vento). De maneira análoga, existe a preocupação com o conteúdo harmônico injetado na rede, uma vez que isso implicaria em problemas adicionais de qualidade de energia do sistema. Filtros passivos podem ser empregados do lado da rede (dentre outras soluções) para se contornar essa problemática e atender as normas. Algumas das soluções apresentadas na literatura para esse fim estão em Blaabjerg et al., (2006); Rockhill et al. (2011); Kjaer, Pedersen e Blaabjerg (2005). Esse conjunto de equipamentos pode ser representado pela Figura 19, com os filtros posicionados na saída do gerador e após o conversor, com o intuito de mitigar as componentes harmônicas em seus respectivos pontos de instalação. Figura 19 – Configuração basica de um aero gerador (potência da ordem de MW). Aero Gerador Caixa Multiplicadora (Gear box) Gerador eólico Filtro do lado do gerador Conversor Filtro do lado da rede Transformador Ponto de conexão com a rede Fonte: Adaptado de Yaramasu et al. (2015). Conforme apresentado anteriormente, nem todos componentes apresentados na Figura 19 são obrigatórios e existem diversas possibilidades para a implementação de cada um destes. 36 Falando-se mais especificamente do gerador, as opções não estão apenas no número de polos, mas também em escolher dentre os tipos possíveis a serem utilizados. Os dois tipos de geradores mais comumente encontrados em aero geradores são os de indução e os geradores síncronos (CHEN; GUERRERO; BLAABJERG, 2009). Dentre os geradores de indução que podem ser empregados para a geração eólica, destacam-se: de gaiola de esquilo, rotor bobinado (de anéis), de dupla alimentação. Os primeiros geradores empregados eram baseados unicamente em geradores de indução, mais especificamente os geradores de gaiola de esquilo. Com o passar dos anos o uso de geradores síncronos para essa aplicação tornou-se possível. Enquanto os geradores síncronos podem operar em uma gama de velocidades mais ampla (baixa, média e alta rotação), o uso de geradores de indução se dá apenas para altas velocidades (YARAMASU et al., 2015). 2.1.1 COMPONENTES ELÉTRICOS DOS AERO GERADORES COMERCIAIS Uma vez conhecidos os principais elementos que compõe os sistemas de conversão de energia eólica (WECS – Wind Energy Conversion Systems), pretende-se nesse subcapítulo apresentar alguns exemplos dentre as principais configurações comerciais para estruturas geradores da ordem de MW (Megawatts). Em (Yaramasu et al. 2015) é feita uma distinção desses equipamentos em três categorias (velocidade fixa, velocidade semi-variável e velocidade variável), dos quais, alguns exemplos serão descritos a seguir: O primeiro grupo, velocidade fixa, (Arranjo - 1) apresentado é aquele que abrange as estruturas de velocidade fixa (±1%) sem a utilização de uma unidade de condicionamento de energia, conforme apresentado na Figura 20. Para essa estrutura são empregados geradores gaiola de esquilo (SCIG – Squirrel Cage Induction Generator) e, para que a conexão com a rede seja feita de maneira suave, são utilizados tiristores (soft-starter), que após o procedimento de partida, são curto-circuitados (by-pass). O arranjo apresentado na Figura 20 é o primeiro desenvolvido para aero geradores (conceito Danish). Para aplicações de grande potência, a estrutura comumente empregada para os gerados contém quatro ou seis polos e, uma frequência de operação de 50 ou 60 Hz respectivamente. A estrutura conta também com um banco capacitivo, para suprir a potência a potência reativa demandada pela estrutura (YARAMASU et al.¸2015). 37 Figura 20 – Estruturas aero geradoras Arranjo 1. Fonte: Adaptado de Yaramasu et al. (2015). Em Yaramasu et al. (2015) são listadas as principais desvantagens apresentadas por essa estrutura: • Trabalhar com uma velocidade fixa, implica uma eficiência reduzida no processo de conversão da energia eólica, se comparado a métodos que possibilitam a variação da velocidade; • Alterações na velocidade do vento (captado pelas pás) são refletidas para a rede; • Faltas na rede causam severo estrese nos componentes mecânicos do aero gerador. Outra configuração possível é aquela que emprega estruturas de velocidade semi- variável (Arranjo - 2) e que compreende as unidades aero geradoras, gerador de indução de rotor bobinado (WRIG – Wound Rotor Induction Generator) e conversores de potência (capacidade parcial) conforme apresentado na Figura 21. Figura 21 – Estrutura aerogeradora Arranjo -2. Fonte: Adaptado de Yaramasu et al. (2015). 38 Nos geradores WRIG, a alteração da resistência do rotor influi nas características de torque e velocidade, possibilitando assim, que o sistema opere com velocidade variável (KHADRAOUI; ELLEUCH, 2008; YARAMASU et al., 2015). Os dois primeiros tipos de aero geradores apresentados, tem como característica uma velocidade de trabalho limitada (fixa ou semivariavel), todavia, faz-se possível o emprego de geradores de velocidade variável (0 – 100%) empregando, Geradores síncronos de imã permanente (PMSG – permanente magnet synchronous generator), Gerador síncrono de rotor bobinado (WRSG – wound rotor synchronous generator) (BUENO et al., 2008; CARDENAS; PENA, 2004; CHINCHILLA; ARNALTES; BURGOS, 2006; GENG et al., 2011; GUIMARÃES; OLIVEIRA, 2015; OLIVEIRA, et al., 2010; YARAMASU et al.,2014 ; YARAMASU et al., 2015), conforme apresentado na Figura 22: Com o emprego de estruturas como as apresentadas na Figura 22, pode-se entregar a potência máxima do aero gerador em uma vasta gama de velocidades das rajadas de vento (CHINCHILLA; ARNALTES; BURGOS, 2006; GUIMARÃES; OLIVEIRA, 2015). Figura 22 –Conversores de velocidade variável (0 – 100%) Arranjo – 3. Fonte: Adaptado de Yaramasu et al. (2015). Dentre as características que tornaram o uso dos PMSG populares está a inexistência da necessidade do uso de escovas e a possibilidade de sua construção com um elevado número de pólos, sendo possível a retirada das caixas multiplicadoras, a elaboração de um design mais simples e, uma operação em uma faixa de 20 a 200 rpm, dependendo da potência do gerador (CHINCHILLA; ARNALTES; BURGOS, 2006; GUIMARÃES; OLIVEIRA, 2015; YANG; PATTERSON; HUDGINS, 2012). De Baroudi, Dinavahi e Knight (2005), têm-se que com o uso de conversores, faz-se possível a operação de aerogeradores com frequência variável e, que para essa aplicação, faz- 39 se necessário o emprego de uma lógica de controle, para que seja possível extrair a máxima potência. Em Guimarães e Oliveira (2015) é apontada a necessidade de estar preparado para lidar com frequências e velocidades variáveis, em topologias empregando PMSG, bem como é apresentada uma complexa lógica de controle para obter-se um fator de potência elevado no processo de retificação. Essa afirmação torna mais interessante a investigação de estruturas que apresentem maior imunidade a variação da frequência da alimentação, tal como a estrutura que será alvo de estudo nesse trabalho. 2.2 USO DA ELETRÔNICA DE POTÊNCIA EM NAVIOS No que diz respeito à constituição de um barramento CC em alta tensão (HVDC), as empresas frequentemente oferecem diversas soluções para essa aplicação, todavia, no que diz respeito à constituição de um barramento CC em média tensão (MVDC – Medium Voltage DC), poucas soluções são apresentadas e dentre estas, muitas ainda se encontram em fase experimental (Ingemansson et al.,2012; Erickson, 2001; Prasher, 2001; Simone et al., 2018). Em IEEE (2010) Simone et al., (2018) e Tessarolo et al. (2013) são apresentadas algumas das vantagens de se trabalhar em corrente contínua em média tensão: • Não há a necessidade de se detectar e sincronizar a fase dos sistemas, o que torna os procedimentos de conexão e desconexão mais simples; • Melhor gerenciamento das contingências (correntes de falta), configuração do sistema e controle de fluxo de carga durante transitórios e situações de emergência; • Eliminação de transformadores de baixa frequência volumosos; • Maior aproveitamento dos elementos condutores (maior taxa de potência transferida em um mesmo cabo); • Maior eficiência devida à eliminação da componente reativa do sistema; Outro importante benefício está em como é obtida a grandeza em corrente contínua. O emprego de conversores CA – CC pode acarretar em uma maior flexibilidade na especificação dos parâmetros do gerador, uma vez que, teoricamente com o emprego dessas estruturas conversoras o gerador pode operar a qualquer velocidade e frequência, estando a regulação da tensão dependente da topologia do conversor utilizado. Com essa redução nas restrições quanto à especificação do gerador, a mesma potência de saída pode ser obtida à maiores velocidades e, portanto, necessitando de torques menores, 40 possibilitando assim a redução de peso e volume da estrutura (INGEMANSSON et al.,2012; IEEE, 2010). Ao contrário do que se observa para os sistemas em corrente alternada, existe uma dependência dos dispositivos eletrônicos quando se opera em MVDC. A conexão de fontes e cargas ao barramento CC é realizada por dispositivos eletrônicos, bem como, a conexão de dispositivos auxiliares que operam em níveis de tensão menores, se comparados aos empregados no barramento (SIMONE et al., 2018). São estabelecidas recomendações para a conversão e distribuição de energia (MVDC) em navios no documento apresentado em (IEEE, 2010), visando dentre outros elementos a confiabilidade e qualidade da energia fornecida. Na Figura 23 está apresentado um exemplo de esquemático para um sistema de distribuição MVDC empregado em navios. Figura 23 – Conceito de um sistema de distribuição MVDC. Gerador Seccionadora Conversor CA-CC Barramento MVDC Acionador para motor elétrico Motor de propulsão (Elétrico) Célula combustível Conversor CC-CC com transformador em alta frequência Desconexão CC Conversor CC-CC com transformador em alta frequência Circuitos auxiliares Bateria Conversor CC-CC com transformador em alta frequência Desconexão CC Conversor CC-CC com transformador em alta frequência Sensores (alta potência) Cargas do serviço de embarque Armazenamento (Flywheel) Conversor CC-CC com transformador em alta frequência Desconexão CC Conversor intermitente Cargas pulsadas (alta potência) Desconexão CC Desconexão CC Desconexão CC Desconexão CC Desconexão CC Fonte: Adaptado de IEEE (2010). No que diz respeito à qualidade de energia suprida ao barramento, uma vez que os sistemas aplicados a MVDC operam com frequência nula, o conceito de distorção harmônica não se aplica a este barramento e, portanto, as definições de limites para as componentes harmônicas não se aplicam para os sistemas operando nessas condições, contudo, um possível índice de mérito pode ser obtido comparando-se o valor RMS da corrente com seu valor médio. A Figura 23 apresenta alguns dos principais elementos que podem estar presentes em um navio operando em MVDC. A estrutura apresentada pode ser adequada conforme as necessidades da aplicação em questão, por exemplo, podem ser adicionados geradores 41 redundantes (de grande ou pequeno porte), sistemas de armazenamento adicionais, ou mesmo a existência de dois sistemas MVDC redundantes (IEEE, 2010). A Figura 23 pode ser redesenhada, conforme apresentado na Figura 24, que evidencia a presença dos conversores para a conexão dos elementos ao barramento CC. A parte das unidades geradoras e seu conversor retificador (em destaque) é onde se vislumbra a inserção do conversor proposto nesse trabalho, justamente para drenar da(s) unidade(s) geradora(s) uma corrente com fator de potência unitário, com a possibilidade de regulação da tensão aplicada ao barramento MVDC. Figura 24 – Diagrama de blocos funcional (simplificado). Unidade(s) Geradora(s) ~ = Armazenamento De Energia ~ == = Rede elétrica externa (Shore Power Interface) ~ = Potência Barramento MVDC Chaves de desconexão CC Rede de distribuição Centros de Carga ~ = Propulsão = = Serviços do navio Cargas de alta potência~ = = = Cargas pulsadas = = Fonte: Adaptado de Simone et al. (2018). 2.3 CONSIDERAÇÕES FINAIS A retificação da energia, permite uma flexibilização dos parâmetros do gerador, uma vez que a alteração da velocidade nominal do mesmo, não será refletida ao barramento CC, se tomadas as devidas precauções. A possibilidade de se especificar um gerador para operar em qualquer rotação (teoricamente), permite não apenas reduzir o peso e volume da estrutura, como também possibilita a operação do gerador considerando que sua velocidade sofrerá alterações, como por exemplo, alteração da velocidade das rajadas de vento. Outro quesito averiguado durante a pesquisa para a redação deste capítulo foi a falta de soluções aplicáveis em MVDC, bem como a falta de regulamentação para tensões de trabalho acima de 3 kV, o que adicionado às vantagens de se operar em corrente contínua, sinalizam que esta área apresenta um potencial latente para inovações. 42 3 CORREÇÃO ATIVA DO FATOR DE POTÊNCIA EM TOPOLOGIAS BASEADAS NA CONFIGURAÇÃO BOOST O processo conhecido como correção do fator de potência (CFP) visa moldar a forma de onda da corrente elétrica na rede, demandada por um determinado equipamento (ou conjunto de equipamentos), de modo que, a corrente tenha a mesma forma de onda da tensão (geralmente uma senóide) e, ambas grandezas estejam em fase. O que se espera alcançar com o emprego de técnicas para a correção do FP é maximizar a parcela de potência ativa aportada pelo sistema, reduzindo custos na geração, transmissão e distribuição e, a manutenção da qualidade da energia. Conforme apresentado no Capítulo 1, existem diversas maneiras e técnicas para se melhorar o fator de potência das estruturas retificadoras. Neste subcapítulo, será feita uma revisão sobre a influência da taxa de distorção harmônica da corrente (DHTi), no fator de potência e, de conversores chaveados, baseados na topologia boost, empregados na correção do fator de potência. 3.1 A DHTI E O FATOR DE POTÊNCIA Dentre as definições mais empregadas para o FP está a que considera apenas o cosseno da defasagem angular (φ) entre as grandezas fundamentais de tensão e corrente, todavia, essa definição possui como condição de contorno, a inexistência de conteúdo harmônico, sendo dada conforme a Equação (11). FP = cos 𝜑 (11) Contudo, a presença das componentes harmônicas, distorce a forma de onda, de modo que a condição de contorno da Equação (11) não é mais razoável. Para sistemas genéricos, incluindo-se obviamente os sistemas em que as formas de onda são senoidais, o fator de potência pode ser definido como sendo: FP = 𝑃 𝑆 = 1 𝑇 ∫ 𝑣𝑖(𝑡) ∙ 𝑖𝑖(𝑡) ∙ 𝑑𝑡 𝑉𝑟𝑚𝑠 ∙ 𝐼𝑟𝑚𝑠 (12) 43 A obtenção de um sistema em que as grandezas são puramente senoidais e, em fase, é suficiente para a obtenção de um FP unitário, contudo, não se trata do único caso em que se obtém um elevado FP, conforme descrito em (Erickson; Maksimovic, 2001): O fator de potência tem sempre um valor entre zero e um. O caso ideal, fator de potência unitário ocorre quando a carga obedece à lei de Ohm. Para este caso, a tensão e a corrente tem a mesma forma de onda, espectro harmônico e estão em fase. Para uma determinada potência média, o valor rms da corrente e tensão são minimizados quando o fator de potência é o unitário, isto é, para uma carga resistiva linear. No caso em que a tensão não contém harmônicas, mas a carga é não linear e contém dinâmica, o fator de potência pode ser expresso como um produto de dois termos, o primeiro resultante do fator de deslocamento da componente fundamental da corrente, e o outro como resultante das harmônicas da corrente (ERICKSON; Maksimovic, 2001, p. 594). Esta análise subsidia a ideia de conversores “seguidores de tensão”, cuja ideia central é que a forma da corrente seja proporcional à forma de onda da tensão e, portanto, ambas terão o mesmo espectro harmônico e estarão em fase. Analisando o caso descrito, na citação acima, para o caso em que não há distorção harmônica na tensão, todavia a carga é não linear e contém dinâmica, o FP será dado por (POMILIO, 2016): FP = 𝑐𝑜𝑠𝜑 ∙ 1 √1 + 𝐷𝐻𝑇𝑖 2 (13) Com intuito de exemplificar a problemática do emprego de equipamentos não lineares, sem cuidados adicionais, apresenta-se na Figura 25 um retificador de onda completa, empregado para constituir o barramento CC que alimenta uma carga resistiva “R”. Esse retificador é alimentado por um sistema de tensões senoidais trifásico e simétrico e, devida à presença dos semicondutores (diodos), a carga apresenta uma característica não linear. Na Figura 26 estão apresentadas as formas de onda da tensão de fase (VRN), corrente no diodo D1 (ID1) e corrente na Fase R (IR) multiplicada por um escalar. 44 Figura 25 – Retificador de onda completa. R S T D1 D2 D3 D4 D5 D6 C=500µF R=200Ω Vo CargaIR 1 Ω 1 Ω 1 Ω Fonte: Dados do próprio autor. A forma de onda da corrente na Fase R, durante seu semiciclo positivo coincide com a forma de onda da corrente no diodo D1. Estendendo essa análise para todo o período da rede, o que se observa é que a forma de onda da corrente na Fase R (IR) é uma composição de correntes nos semicondutores e, tem forma distinta da tensão da rede (senóide), o que acarreta no significativo valor da taxa de distorção e, por consequência, na redução do fator de potência da estrutura. Com respeito ao fator de deslocamento, um cuidado adicional deve ser levado em conta para sua análise. Compara-se a diferença angular entre a componente fundamental da corrente em relação à tensão, uma vez que carece de rigor matemático comparar a fase de duas grandezas com formas de ondas e frequência distintas. Figura 26 – Principais formas de onda do retificador de onda completa: a) VRN, IR; b) VRN, ID1. Fonte: Dados do próprio autor. 45 Sabendo que a estrutura apresenta defasagem angular de 2,2o entre as componentes fundamentais de tensão e corrente e apresenta distorção harmônica total de corrente (DHT i) de 124,33%, o fator de potência da estrutura pode ser calculado conforme apresentado na Equação (14). FP = cos(2,2𝑜) ∙ 1 √1 + (1,2433)2 ≅ 0,6263 (14) Uma vez que a normal brasileira (ANEEL, 2017) não estabelece critérios para a redução de conteúdo harmônico de corrente, sendo o único limitante em relação distorção harmônica total de tensão (DHTv), no ponto de conexão, será utilizada a norma IEC 61000-3-2, classe A (Pomilio, 2016), que rege os equipamentos trifásicos equilibrados, apresentada na Tabela 2. Tabela 2 – IEC 61000-3-2 – Limite para as componentes harmônicas Ordem harmônica (n) Valores máximos de corrente (Para Classe A) em amperes. Harmônicas Impares 3 2,30 5 1,14 7 0,77 9 0,40 11 0,33 13 0,21 15 ≤ n ≤ 39 2,25/n Harmônicas pares 2 1,08 4 0,43 6 0,30 8 ≤ n ≤ 40 1,84/n Fonte: Adaptado de Pomilio (2016). A norma apresentada estabelece critérios para cada uma das componentes harmônicas, que são separadas em dois grupos: as harmônicas pares e impares. As harmônicas características em sistemas industriais, devida a presença de pontes retificadoras e inversores, são as de ordem ímpar, as componentes de ordem par são geralmente associadas a assimetrias e má regulação dos dispositivos. 46 Uma vez apresentada a norma IEC-61000-3-2, na Figura 27 é feita a comparação do espectro harmônico da corrente na Fase R com a mesma, com intuito de verificar sua conformidade. O que se verifica para o caso analisado é que as componentes harmônicas apresentadas pela estrutura (barras em vermelho) excedem os valores máximos permitidos pela norma, sendo necessárias, medidas adicionais para sua adequação. O espectro harmônico apresentado para esse caso (Figura 25) é análogo ao apresentado por estruturas retificadoras em que não são tomados cuidados adicionais para a mitigação das componentes harmônicas. Figura 27 – Comparação do espectro harmônico da Fase R com a norma IEC – 61000-3-2. 0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 5 7 9 1113151719212325272931333537 Corrente na Fase R (A) Norma IEC-61000-3-2 Limite Classe A (A) Fonte: Dados do próprio autor. 3.2 TÉCNICAS PARA CORREÇÃO DO FATOR DE POTÊNCIA As estruturas retificadoras para a correção do fator de potência podem ser confeccionadas apenas com elementos passivos ou, podem ser implementadas com soluções ativas. O emprego das soluções passivas, apesar de mais econômicas e confiáveis, acarreta em algumas desvantagens como: maior peso e volume da estrutura se comparada às soluções ativas, pode afetar a forma de onda da frequência fundamental, não possibilitam a regulação da tensão, dentre outras (POMILIO, 2016). 3.2.1 CONVERSOR CA-CC BOOST MONOFÁSICO OPERANDO COMO PFC. Dentre as topologias mais empregadas para a correção do fator de potência (PFC), está a que emprega o conversor boost. Essa estrutura apresenta uma série de vantagens tais como (Pomilio, 2016): 47 • A presença do indutor na entrada absorve variações bruscas de tensão de rede, de modo a não afetar o restante do circuito, além de tornar mais fácil a obtenção da forma de onda senoidal de corrente; • Para o modo de condução contínuo, como a forma de onda da corrente não é interrompida, as exigências para a especificação do filtro são minimizadas; • O controle da forma de onda da corrente é mantido para qualquer valor instantâneo da tensão de entrada, inclusive o zero; • Maior simplicidade para o controle da chave eletrônica, uma vez que a mesma se encontra no mesmo referencial de tensão. O emprego dessa estrutura pode acarretar em algumas desvantagens, como a impossibilidade de se isolar a entrada e a saída do circuito e, devido ao posicionamento da chave controlada, não é possível proteger o circuito contra curto-circuito ou sobrecarga (controlando- se a chave). O conversor terá uma estrutura, de potência, conforme apresentada na Figura 28. Figura 28 – Conversor boost monofásico empregado para a correção do fator de potência. VRN Ir1 Vo Dboost C Lin Fonte: Dados do próprio autor. Conforme se pode observar da representação do circuito, para os propósitos dessa análise (correção do FP), considera-se a tensão que alimenta o conversor, como uma forma de onda senoidal e não uma tensão constante. Para se obter o fator de potência unitário, a forma de onda da corrente no indutor (que coincide com a forma de onda da corrente na rede, para o semiciclo positivo) deve seguir a forma de onda da tensão, portanto, para o caso em questão, deverá seguir essa referência senoidal de tensão. Considerando-se a aplicação a qual se destina o conversor, durante a etapa de projeto, deve-se escolher entre três modos de condução: contínuo, descontínuo e crítico, cada um deles possuindo algumas vantagens em relação ao outro. No subcapítulo seguinte, será realizada uma comparação mais detalhada sobre a escolha entre o modo de condução contínuo (MCC) e o modo de condução descontínuo (MCD) para conversores trifásicos (baseados na topologia boost). 48 Na Figura 29 estão ilustradas as formas de onda da corrente no indutor (Ir1) e tensão de entrada, para o conversor operando no modo de condução descontínuo (MCD). Figura 29 – Corrente no indutor para o caso da tensão de entrada senoidal. Fonte: (POMILIO, 2016). Devido às características da topologia empregada, a corrente no indutor será proporcional à tensão, portanto, uma vez que a tensão de entrada varia no tempo, a corrente no indutor também estará sujeita à essa variação (mantendo a proporção). Para esse caso pode-se determinar o valor de pico, em cada período de chaveamento, da corrente (Ir1) como sendo: 𝐼𝑃𝐾(𝑡) = 𝑉𝑅𝑁 ∙ √2 ∙ 𝑠𝑒𝑛(𝜔. 𝑡) ∙ (𝐷 ∙ 𝑇) 𝐿 (15) Onde VRN representa o valor eficaz da tensão de fase, 𝜔 é a frequência angular, D é a razão cíclica e T é o período de chaveamento. As Equações (16) e (17) representam as etapas de carga e descarga do indutor respetivamente, sendo D2 = 1 - D. 𝑣𝐿 = 𝑉𝑅𝑁(𝑡) = 𝐿 ∙ 𝐼𝑃𝐾 𝐷 ∙ 𝑇 → 𝐼𝑃𝐾 = 𝑉𝑅𝑁(𝑡) 𝐿 ∙ (𝐷 ∙ 𝑇) (16) 𝑣𝐿 = 𝑉𝑅𝑁(𝑡) − 𝑉𝑜 = 𝐿 ∙ −𝐼𝑃𝐾 𝐷2 ∙ 𝑇 → 𝐼𝑃𝐾 = 𝑉𝑜 − 𝑉𝑅𝑁(𝑡) 𝐿 ∙ (𝐷2 ∙ 𝑇) (17) Onde 𝑉𝑅𝑁(𝑡) = √2 ∙ 𝑉𝑅𝑁 ∙ 𝑠𝑒𝑛(𝜔 ∙ 𝑡). Igualando as Equações (16) e (17) tem-se o tempo de condução do diodo Dboost. 49 𝐷2 ∙ 𝑇 = √2 ∙ 𝑉𝑅𝑁 ∙ 𝑠𝑒𝑛(𝜔. 𝑡) 𝑉𝑜 − √2 ∙ 𝑉𝑅𝑁 ∙ 𝑠𝑒𝑛(𝜔. 𝑡) ∙ (𝐷 ∙ 𝑇) (18) Dividindo-se o numerador e denominador por Vo e, fazendo α = VP Vo e 𝑉𝑅𝑁√2 ∙= 𝑉𝑝 tem- se: 𝐷2 = 𝛼 ∙ 𝑠𝑒𝑛(𝜔 ∙ 𝑡) 1 − 𝛼 ∙ 𝑠𝑒𝑛(𝜔 ∙ 𝑡) ∙ (𝐷) (19) Analisando-se a Equação (15) observa que a corrente terá seus valores de maior amplitude, para os instantes em que a função |𝑠𝑒𝑛(𝜔𝑡)| for igual à unidade. O circuito conversor possui uma razão cíclica máxima, de projeto, de modo que valores superiores a esta, impossibilitarão o decaimento da corrente do indutor a zero, para todos os períodos de chaveamento, esse valor é determinado no pico da tensão de entrada, e vale (Pomilio, 2016): 𝐷𝑚𝑎𝑥 = 𝑉𝑜 − 𝑉𝑝 𝑉𝑜 (20) Considerando-se que a razão cíclica máxima é determinada para o instante em que a tensão de entrada se encontra em seu valor máximo (ωt = 90o), a relação entre as grandezas D e D2, para tal condição, pode ser expressa como segue: 𝐷2 = 𝛼 1 − 𝛼 ∙ 𝐷𝑚𝑎𝑥 (21) Como para esse instante o modo de condução é crítico, têm-se que D2 = 1 – Dmax, logo: 1 𝐷𝑚𝑎𝑥 − 1 = 𝛼 1 − 𝛼 (22) 𝛼 = 1 − 𝐷𝑚𝑎𝑥 (23) 50 Uma vez conhecida a razão cíclica máxima para que o conversor opere de maneira adequada e, o valor de 𝛼 para tal condição, deseja-se averiguar qual será a corrente média fornecida à carga, em um determinado período de chaveamento. A corrente fornecida à carga (pela fonte) será a corrente no diodo, cuja forma está ilustrada na Figura 30 e, seu valor médio é dado pela Equação (24). 〈𝑖𝑑〉𝑇 = 𝐷2 ∙ 𝑇 ∙ 𝐼𝑝𝑘 2𝑇 (24) Figura 30 – Corrente no diodo (corrente fornecida a carga). IP T Modo de condução crítico iL D.T 2D .T < i >d Fonte: Dados do próprio autor. Reescrevendo a Equação (15), considerando 𝑉𝑅𝑁 ∙ √2 = 𝑉𝑝 tem-se: 𝐼𝑃𝐾(𝑡) = 𝑉𝑝 ∙ 𝑠𝑒𝑛(𝜔 ∙ 𝑡) ∙ (𝐷 ∙ 𝑇) 𝐿 (25) Utilizando-se as Equações (19), (24) e (25), obtêm-se a corrente média fornecida à carga 〈𝑖𝑑〉𝑇, para um período de chaveamento (T) apresentada na Equação (26). 〈𝑖𝑑〉𝑇 = ( 𝑉𝑃 ∙ 𝐷2 2 ∙ 𝑓𝑠 ∙ 𝐿 ) ( 𝛼 ∙ 𝑠𝑒𝑛2(𝜔 ∙ 𝑡) 1 − 𝛼 ∙ 𝑠𝑒𝑛(𝜔 ∙ 𝑡) ) (26) Onde 𝑇 = 1 𝑓𝑠 . A corrente média na carga Io para o semiperíodo da rede será dada pela Equação (27) (Pomilio, 2016). 51 𝐼𝑜 = 1 𝜋 ∫ 〈𝑖𝑑〉𝑇𝑑𝜔𝑡 → 𝐼𝑜 = 𝑉𝑃 2 ∙ 𝜋 ∙ 𝑓𝑠 ∙ 𝐿 ∙ 𝐷2 ∙ 𝑌0(𝛼) 𝜋 0 (27) Onde o termo 𝑌0(𝛼) pode ser obtido através da Equação (28). 𝑌0(𝛼) = −2 − 𝜋 𝛼 + 2 𝛼 ∙ √1 − 𝛼2 . ( 𝜋 2 ∙ 𝑡𝑔−1 ( 𝛼 √1 − 𝛼2 )) (28) A corrente média fornecida à carga (Io) é um dos parâmetros empregados na especificação dos elementos do conversor. Como a corrente média na carga depende da razão cíclica, do conversor, ao se trabalhar com a razão cíclica máxima, o conversor estará no ponto de operação da corrente média da carga máxima (Iomax). Para o cálculo da potência (ativa) máxima fornecida pela estrutura, apresentado na Equação (29), é utilizada a corrente (Iomax) bem como, a tensão de saída (Vo). 𝑃𝑜𝑚𝑎𝑥 = 𝐼𝑜𝑚𝑎𝑥 . (𝑉𝑜) → 𝐼𝑜𝑚𝑎𝑥 = 𝑃𝑜 𝑉𝑜 (29) Uma vez que a tensão de saída e a potência da estrutura conversora são parâmetros especificados pelo projetista, pode-se determinar o valor da indutância necessária para atender a estes requerimentos conforme apresentado na Equação (30). 𝐿𝑖𝑛 = 𝑉𝑃 2 2 ∙ 𝜋 ∙ 𝑓𝑠 ∙ 𝑃𝑜 . (1 − 𝛼)2 𝛼 ∙ 𝑌0(𝛼) (30) Uma vez determinados os parâmetros da estrutura conversora, é apresentado, nas Equações (31) a (36), o equacionamento para o filtro passa baixa (LC) utilizado para reduzir o conteúdo harmônico injetado na rede pelo conversor. Primeiramente calcula-se uma resistência equivalente (Req) na Equação (31). 𝑅𝑒𝑞 = 𝑉𝑃 𝐼𝑃𝐾 (31) 52 Tendo calculado o valor da resistência equivalente, calcula-se os parâmetros do filtro passa baixa, a capacitância Cf e a indutância Lf apresentados nas Equações (32) e (33) respectivamente. 𝐶𝑓 = 1 𝑅𝑒𝑞 ∙ 2 ∙ 𝜉 ∙ 𝜔𝑐 (32) 𝐿𝑓 = 1 𝜔𝑐 2 ∙ 𝐶𝑓 (33) Onde 𝜔𝐶 é a frequência de corte em rad/s, que foi especificada como sendo um décimo da frequência de chaveamento, de modo que: 𝜔𝐶 = 2 ∙ 𝜋 ∙ 𝑓𝑐 (34) 𝑓𝑐 = 𝑓𝑠 10 (35) 𝜔𝐶 = 1 √𝐿𝑓 ∙ 𝐶𝑓 (36) Por último, o filtro de saída do conversor é dado pela Equação (37). 𝐶 = 𝑃𝑜 2 ∙ 𝑓𝑟𝑒𝑑 ∙ (𝑉𝑜𝑚𝑎𝑥 2 − 𝑉𝑜𝑚𝑖𝑛 2 ) (37) Onde 2fred é a frequência da ondulação (de tensão) na saída, Po é a potência de saída, Vomax e Vomin são os valores máximo e mínimo aceitáveis para a tensão de saída respectivamente. De (Pomilio, 2016) tem-se que o valor médio da corrente na rede, para cada ciclo de chaveamento e, a corrente média na entrada, calculada em um semiperíodo da rede serão dadas pelas Equações (38) e (39) respectivamente. 〈𝐼𝑅〉𝑇 = 𝑉𝑜 ∙ 𝐷2 ∙ 𝑇 2 ∙ 𝐿 ∙ 𝛼 ∙ 𝑠𝑒𝑛(𝜔 ∙ 𝑡) 1 − 𝑠𝑒𝑛(𝜔 ∙ 𝑡) (38) 〈𝐼𝑅〉𝑠𝑒𝑚𝑖𝑐𝑖𝑐𝑙𝑜 = 𝑉𝑜 ∙ 𝐷2 ∙ 𝑇 2 ∙ 𝜋 ∙ 𝐿 ∙ {−𝜋 + 2 √1 − 𝛼2 ∙ [ 𝜋 2 + sin−1(𝛼)]} (39) 53 Com o equacionamento apresentado, faz-se possível o projeto de um conversor boost monofásico, para operar como seguidor de tensão. No subcapítulo seguinte, serão abordadas as topologias boost trifásicas e, algumas de suas dificuldades de projeto. Tendo-se verificado os principais parâmetros para o equacionamento do conversor boost monofásico, será apresentado no item seguinte a topologia trifásica dessa estrutura e seus principais aspectos. 3.2.2 TOPOLOGIA TRIFÁSICA DO CONVERSOR CA-CC BOOST OPERANDO COMO CFP No item anterior, foram apreciadas as principais características e, o equacionamento para o projeto de uma estrutura empregada para a correção do fator de potência, utilizando um conversor boost monofásico, onde a ideia central está em controlar a forma de onda da corrente no indutor e, para tal realiza-se uma imposição do valor da tensão sobre ele através das chaves eletrônicas. No presente subcapítulo, pretende-se apresentar algumas das metodologias empregadas para a implementação de conversores CA-CC boost trifásicos, com correção ativa do fator de potência. O sistema trifásico de alimentação possui um determinado conjunto de características que permitem sua subdivisão em setores simétricos, possibilitando assim um melhor entendimento das estruturas conversoras, sendo esse recurso geralmente empregado na literatura (BORGONOVO, 2005; KIKUCHI; MANJREKAR; LIPO, 1999; REIS, 2008). Dentre as características do sistema trifásico simétrico e equilibrado, tem-se que o somatório das correntes nas três fases será numericamente igual a zero, conforme apresentado na Equação (40). Ir1(t) + Is1(t) + It1(t) = 0 (40) A Equação (40) permite a constatação de que, para um determinado instante, ao menos uma das correntes deve ter seu valor positivo e, para o mesmo instante ao menos uma, das outras correntes nos outros indutores, apresentados na Figura 31, deve ter o sentido contrário, permitindo assim um caminho de retorno para a corrente. Essa premissa elementar é uma das condições de contorno que devem ser atendidas pelo conversor e, portanto, reduzem o número de setores factíveis, visto que há incoerência na análise de valores positivos, simultâneos para as três correntes e, analogamente para a análise 54 de três valores negativos simultâneos. Na Figura 31 está apresentado o conversor CA-CC boost trifásico controlado (empregando seis chaves controladas e seis diodos) e estão indicados na representação, os sentidos positivos adotados para as correntes que alimentam o conversor. Figura 31 – Conversor boost trifásico controlado (seis chaves). Ir1 Is1 It1 RC LR LS LT S1 S2 S3 S4 S5 S6 Fonte: Adaptado de Borgonovo (2005). Os cruzamentos por zero das correntes são utilizados para delimitar os setores de operação do conversor, visto que, após cada cruzamento haverá a troca de sentido de uma das correntes, caracterizando assim o seguinte setor de operação. Os setores de operação estão ilustrados na Figura 32. A entrada em condução simultânea das chaves pertencentes a um mesmo braço resultaria em um curto-circuito, de modo que, não apenas os sinais de controle das chaves pertencentes a um mesmo braço devem ser complementares, como também é usual a inserção de um “tempo morto” de modo que sempre exista um intervalo de tempo em que nenhuma delas está em condução. Figura 32 – Subdivisão do sistema trifásico em setores. Tempo (s) -1 0 1 C o rr e n te ( A ) VR1 VS1 VT1 SETOR 2 SETOR 3 SETOR 4 SETOR 5 SETOR 6 SETOR 1 SETOR 2SETOR 1 Fonte: Dados do próprio autor. 55 A análise da estrutura do conversor apresentado na Figura 31 é realizada considerando- se o Setor 2, conforme pode-se apreciar o setor tem início com o cruzamento por zero da corrente Ir1. Esse setor terá como característica valores positivos da corrente Ir1 e valores negativos para as correntes Is1 e It1. Atribui-se a denominação de braço à associação dos elementos semicondutores que constituem uma mesma coluna da estrutura conversora, por exemplo, as chaves eletrônicas denominadas S1 e S4 e seus respectivos diodos em antiparalelo constituem um braço da estrutura conversora. Em Borgonovo (2005) e Mora (2014) são apresentados os circuitos equivalentes da estrutura conversora para o Setor 2, para as considerações elaboradas, considerou-se o filtro capacitivo (C) como uma fonte de tensão ideal, cuja tensão corresponde ao valor de projeto para a tensão média de saída, desprezadas as ondulações. Também são apresentadas as etapas de operação e, os seus circuitos equivalentes, que representam a configuração das chaves eletrônicas, necessárias para cada um dos setores analisados, ressalta-se que os diodos recebem numeração correspondente à chave à qual estão conectados em antiparalelo, de modo que, o diodo em antiparalelo com a chave S1 é o diodo D1. As etapas de operação e seus respectivos circuitos equivalentes estão apresentados na Figura 33 a Figura 36. A primeira etapa está apresentada na Figura 33, as chaves eletrônicas que estão em condução, para esse instante, estão com sua cor em preto, enquanto as chaves eletrônicas em condição de bloqueio estão apresentadas em cinza claro, para que seja possível uma melhor compreensão do circuito. Figura 33 – Primeira etapa de operação e seu circuito equivalente. Ir1 Is1 It1 RC LR LS LT S1 S2 S3 S4 S5 S6 1ª Etapa de operação Circuito Equivalente R S T LR LS LT Vo Fonte: Adaptado de Borgonovo (2005). 56 A segunda etapa de operação e seu circuito equivalente estão apresentados na Figura 34, neste estão em condução o diodo em antiparalelo com a chave S1 (diodo D1), bem como a chave controlada S2 e o Diodo em antiparalelo com a chave S6 (diodo D6): Figura 34 – Segunda etapa de operação e seu circuito equivalente. Ir1 Is1 It1 RC LR LS LT S1 S2 S3 S4 S5 S6 2ª Etapa de operação Circuito Equivalente R S T LR LS LT Vo Vo Fonte: Adaptado de Borgonovo (2005). A terceira etapa de operação está apresentado na Figura 35. Figura 35 – Terceira etapa de operação e seu circuito equivalente. Ir1 Is1 It1 RC LR LS LT S1 S2 S3 S4 S5 S6 3ª Etapa de operação Circuito Equivalente R S T LR LS LT VoVo Fonte: Adaptado de Borgonovo (2005). Apreciando-se os circuitos equivalentes para essas três primeiras etapas de operação, percebe-se a correlação entre as chaves em condução e o circuito equivalente para essa associação. As etapas de operação restantes, do Setor 2, estão sintetizadas na Figura 36. As formas de onda das correntes, que alimentam o conversor, estão apresentadas na Figura 37. Observa-se que com um projeto adequado da estrutura conversora e de seu controle, as formas de onda das correntes ficam muito próximas de uma senóide pura, resultando assim, em uma baixa taxa de distorção harmônica apresentada pelo conversor. 57 Dentre as características do conversor até aqui analisado, ressalta-se a possibilidade de se manejar um fluxo bidirecional de potência, devido à presença das chaves controladas S1, S2 e S3, todavia para que haja tal possibilidade, faz-se necessário não apenas o emprego de uma lógica de controle mais complexa, como também, há a necessidade do emprego de isoladores de pulsos. Figura 36 – Etapas de operação 4 a 8. Ir1 Is1 It1 RC LR LS LT S1 S2 S3 S4 S5 S6 4ª Etapa de operação Ir1 Is1 It1 LR LS LT S1 S2 S3 S4 S5 S6 5ª Etapa de operação Ir1 Is1 It1 LR LS LT S1 S2 S3 S4 S5 S6 6ª Etapa de operação Ir1 Is1 It1 LR LS LT S1 S2 S3 S4 S5 S6 7ª Etapa de operação Ir1 Is1 It1 LR LS LT S1 S2 S3 S4 S5 S6 8ª Etapa de operação Vo R VoC R VoC R VoC R VoC Fonte: Adaptado de Borgonovo (2005). Em alguns sistemas onde o manejo de um fluxo bidirecional não se faz necessário, é possível empregar o conversor boost semicontrolado (half-controlled), topologia essa também apresentada na literatura como bridgeless, ilustrado na Figura 38. 58 Figura 37 – Formas de onda das correntes que alimentam o conversor. Fonte: (MORA, 2014). Figura 38 – Conversor boost semicontrolado (bridgeless) trifásico. Ir1 Is1 It1 RC LR LS LT Vo Fonte: Adaptado de Kikuchi, Manjrekar e Lipo (1999). Essa configuração tem encontrado aplicações na literatura em sistemas de geração eólicas (WECS), tais como os apresentados em Oliveira et al., (2009) Reis et al. (2008) e Reis e Oliveira (2008). Dentre as praticidades proporcionadas pela estrutura está o posicionamento das chaves controladas em um mesmo referencial de tensão, possibilitando assim a inserção do circuito de controle nesse mesmo referencial e, a já mencionada eliminação das chaves controladas na parte superior dos braços o que por consequência elimina a possibilidade de curto circuito de braço na estrutura. Não apenas a topologia tem significativa influência nos resultados apresentados pela estrutura, como também o modo de condução escolhido. Em (Oliveira et al., 2010) é comentada a dificuldade em se modular o semiciclo negativo das correntes, que alimentam o conversor, empregando a estrutura semicontrolada no modo de condução contínuo. A forma de onda da corrente para esse caso está ilustrada na Figura 39. 59 Figura 39 – Formas de onda da Tensão (1) e Corrente (2) para o conversor boost semicontrolado no modo de condução contínuo. Fonte: (OLIVEIRA et al., 2010). Ao se analisar a Figura 39, nota-se que a forma de onda da corrente não é simétrica, dificuldade essa advinda da escolha do modo de operação, problemática essa que não foi superada mesmo com o emprego de uma lógica de controle individual, para cada uma das chaves controladas. Na Figura 40 está apresentado o espectro harmônico da corrente, é possível observar que a taxa de distorção harmônica da corrente na rede, foi de 18,063% e, nota-se componentes de ordem par de magnitude significativa, consequência da assimetria descrita anteriormente. Figura 40 – Espectro harmônico do conversor boost semicontrolado operando no MCC. Fonte: Adaptado de Oliveira et al. (2010). Com intuito de propiciar uma comparação, dos impactos proporcionados pela escolha do modo de condução, apresenta-se na Figura 41, as formas de onda da tensão e corrente na rede, para o caso de um conversor semicontrolado análogo ao anterior, operando no modo de condução descontínuo. 0,981 60 Figura 41 –Tensão e corrente na rede, para o conversor boost semicontrolado operando no MDC. Tensão Corrente Fonte: Adaptado de Oliveira et al. (2009). A primeira distinção entre os dois casos pode ser observada comparando-se a Figura 39 e a Figura 41. Observa-se que para o caso descontínuo, embora ainda persista uma significativa distinção entre a forma de onda da corrente e tensão, a corrente passa a exibir um comportamento simétrico, característica essa que não se observa no modo de condução contínuo. Na Figura 42 é apresentado o espectro harmônico da corrente na rede, para o conversor operando no modo de condução descontínuo (MCD). Dentre as constatações possíveis está no aumento da distorção harmônica apresentada pelo conversor que passou de aproximadamente 18,063%, no caso anterior, para 20,776%, contudo, há uma significativa distinção em seu espectro harmônico. Essa distinção fica nítida ao se contabilizar, por exemplo, quais foram (de que ordem harmônica) as componentes que excederam 2% do valor da componente fundamental. Observa- se para o primeiro caso, um número mais acentuado de componentes harmônicas que estariam abrangidas por este critério, em contrapartida, o segundo caso teria apenas as componentes de segunda, quinta e sétima ordens contidas nesse conjunto. Adicionando a essa comparação, a constatação que a maioria das normativas, apresentam critérios mais rigorosos as harmônicas de ordem par, observa-se uma vantagem apresentada pelo conversor operando no MCD. 61 Figura 42 – Espectro harmônico do conversor bridgeless operando no modo de condução descontínuo. Fonte: Adaptado de Oliveira et al. (2009). O quão vantajosa é essa “concentração” das componentes harmônicas apresentadas pela estrutura conversora é um questionamento pertinente, visto que estas foram concentradas em componentes harmônicas de “baixa ordem” (quinta e sétima), entretanto, essas são justamente as componentes harmônicas canceladas pelos transformadores empregados em conversores de 12 pulsos, então propõe-se a análise de uma topologia que empregue o transformador de 12 pulsos e o conversor operando no MCD, análise essa realizada no capítulo seguinte. 3.3 CONSIDERAÇÕES FINAIS Após a revisão da topologia boost empregada para a correção ativa do fator de potência, o que se observa é que não apenas faz-se necessário escolher a topologia que será empregada, como também determinar qual será o modo de operação do conversor. O modo de condução descontínuo apresenta algumas vantagens em relação ao controle do conversor, todavia, seu emprego implica em lidar com maiores esforços de corrente nos elementos pertencentes ao circuito. Em contrapartida, operar nesse modo concentra as componentes harmônicas nas ordens 5 e 7, justamente as componentes harmônicas canceladas na rede por conversores de 12 pulsos. A operação no MCD apresenta ainda duas vantagens adicionais, a primeira é a possibilidade de se operar em malha aberta, visto que a estrutura opera como seguidor de tensão devida à sua topologia. A segunda vantagem está na característica ZCS (zero-current switching), já que as chaves controladas entram em condução quando o valor da corrente é igual a zero, reduzindo-se assim as perdas de comutação nas chaves. 62 4 INTEGRAÇÃO DO CONVERSOR BOOST A UM CONVERSOR 12 PULSOS Geralmente, cargas de potências mais elevadas, como por exemplo, motores de grande porte são conectados à rede através de ligações trifásicas, uma vez que, é interessante manter o equilíbrio de cargas na rede com intuito de evitar problemas na distribuição como o deslocamento de neutro, sobrecarga no alimentador de uma determinada fase, dentre outros. Esse capítulo tem como finalidade a proposição de um conversor boost semicontrolado trifásico, associado a um transformador de 12 pulsos, com intuito de se obter um conversor multipulso com elevado fator de potência. Essa associação de transformador defasador com o conversor boost, visa tirar proveito da característica intrínseca dos conversores de 12 pulsos, que está em cancelar (em condições ideais) as componentes harmônicas de quinta e sétima ordens. O que se espera das análises desse capítulo é obter uma nova configuração que apresente as seguintes características: conteúdo harmônico significativamente menor do que o apresentado pela estrutura clássica de 12 pulsos, maior possibilidade de regulação da tensão de saída (se comparada a topologia clássica), utilização de uma lógica de controle simples e, menores esforços de comutação nas chaves controladas. 4.1 CONVERSOR 12 PULSOS SEMI-CONTROLADO A estrutura proposta nesse capítulo é composta pela junção de um conversor 12 pulsos tradicional (que emprega o transformador com defasagem angular de 30o), com conversores boost semi-controlados operando no modo de condução descontínuo, associados em cada um dos secundários do transformador, conforme ilustrado na Figura 43. Pode-se observar que a Equação (30), reapresentada como (41), não é mais adequada para se determinar o valor dos indutores boost para o conversor proposto. Essa declaração se deve às premissas empregadas no equacionamento da mesma, que levavam em conta uma única fonte de tensão e a presença de um único indutor. 𝐿 = 𝑉𝑃 2 2 ∙ 𝜋 ∙ 𝑓𝑠 ∙ 𝑃𝑜𝑚𝑎𝑥 ∙ (1 − 𝛼)2 𝛼 ∙ 𝑌0(𝛼) (41) 63 O conversor 12 pulsos boost semicontrolado trifásico (CBST) possui seis indutores que devem ser especificados de maneira adequada, para que a tensão de saída e o modo de condução descontínuo estejam condizentes com os dados de projeto. Dentre os resultados que se esperam obter, estão a redução dos valores de corrente nos elementos pertencentes ao CBST, devido ao paralelismo das estruturas denominadas “Conversor 1” e “Conversor 2”, bem como, a permanência da característica de alto fator de potência e a regulação da tensão de saída. Na Figura 43 foi omitido o circuito de controle e de disparo das chaves do conversor. Figura 43 – Conversor CBST proposto (simplificado). Va Vb Vc Transformador / Autotransformador Conversor 1 (semicontrolado) Conversor 2 (semicontrolado) Filtro p assa b aixa Ir1 Ir2 IR1Rede aa bb cc VVR1R1 VVS1S1 VVT1T1 VVR2R2 VVS2S2 VVT2T2 IR2 Filtro p assa b aixa Lin Lin C Vo R Fonte: Dados do próprio autor. Todas as chaves eletrônicas controladas, aqui representadas como MOSFET’s, receberão o sinal de disparo ao mesmo instante, o que possibilita simplificar o circuito de controle responsável pelos sinais de comando. Isso implica que para esta estrutura, será empregada apenas uma malha de tensão para a regulação da tensão de saída. A possibilidade de operar sem o uso de sensores adicionais de tensão e corrente, reduz o custo da estrutura final e simplifica o circuito de controle. Outra vantagem importante de se operar no modo MCD está na característica de entrelaçamento dos indutores obtida. Para melhor entendimento do porquê isso ocorre, está 64 representado na Figura 44 o circuito equivalente para uma das etapas de condução deste conversor. Cabe ressaltar que a soma das correntes Ir1, Is1 e It1, resulta em um valor nulo para um sistema trifásico, simétrico e equilibrado. Em outras palavras quando a tensão no secundário “VR1” for positiva e as outras duas (“VS1” e “VT1”) forem negativas, as correntes terão comportamento análogo ao ilustrado na Figur