FELIPE SIMÕES LOPES DESENVOLVIMENTO DE UM CONVERSOR ESTÁTICO PWM PARA O ACIONAMENTO DE LED´S PARA ILUMINAÇÃO PÚBLICA Guaratinguetá 2015 FELIPE SIMÕES LOPES DESENVOLVIMENTO DE UM CONVERSOR ESTÁTICO PWM PARA O ACIONAMENTO DE LED´S PARA ILUMINAÇÃO PÚBLICA Trabalho de Graduação apresentado à Faculdade de Engenharia do Campus de Guaratinguetá Universidade Estadual Paulista, para a obtenção do título de Engenheiro Eletricista. Orientador: Prof. MSc. Fernando R. Filadelfo Guaratinguetá 2015 L864d Lopes, Felipe Simões Desenvolvimento de um conversor estático PWM para o acionamento de LED’S para iluminação publica. / Felipe Simões Lopes. - Guaratinguetá, 2015 100 f.: il. Bibliografia: f. 99-100 Trabalho de Graduação em Engenharia Eletrica – Universidade Estadual Paulista, Faculdade de Engenharia de Guaratinguetá, 2015 Orientador: Prof. Dr. Fernando Ribeirto Filadelfo 1. Conversores de corrente elétrica 2. Iluminação externa 3. Eletrônica de potencia I. Título CDU 621.314.261 LOPES, F. S. Desenvolvimento de Conversor Estático PWM para o Acionamento de LED´s para Iluminação Pública.. 2015. 100 f. Trabalho de Graduação (Graduação em Engenharia Elétrica) – Faculdade de Engenharia do Campus de Guaratinguetá, Universidade Estadual Paulista, Guaratinguetá, 2015. RESUMO Este trabalho trata do desenvolvimento de um circuito de alimentação chaveado baseado numa topologia Buck acoplada a um Boost com metodologia de controle One-Cycle para correção de fator de potência, projetando-se, assim, uma fonte de corrente contínua para um módulo de 50 LED´s de potência que serão utilizados numa luminária para iluminação pública. São apresentados, a princípio, alguns aspectos sobre as tecnologias utilizadas em lâmpadas no Brasil e uma comparação com o LED Branco de alta potência, tecnologia esta que se apresenta como a mais promissora dentre as existentes no mercado. Em seguida é apresentado o desenvolvimento detalhado do conversor estático chaveado PWM, constituído de um retificador Boost com correção de fator de potência e metodologia de controle “One- Cycle Control” associado a um conversor Buck para controle de corrente fornecida aos LED´s. Ao final são apresentados os resultados das simulações deste circuito através do software PSIM para verificar o comportamento do projeto. PALAVRAS-CHAVE: Conversores estáticos chaveados controlados por PWM, iluminação pública, LEDs de potência. LOPES, F. S. Development of a Static PWM Converter for Public Lightning LED Luminaries. 2015. 100 f. GraduationWork (Graduation in Electrical Engineering) – Engineering College of Guaratinguetá, São Paulo State University, Guaratinguetá, 2015. ABSTRACT This work deals with the development of a switched-mode power supply circuit based on a Buck topology converter with a Boost Rectifier One-Cycle Control with Power Factor Correction developing, thus, a source of direct current for a module of 50 power LEDs that will be used in a lamp for public street lightning. It is presented, at first, some aspects about the most common technologies used in lamps of public street lightning in Brazil and a comparison with the White LED high power, which is the one that presents itself as the most promising among the existing market. Then it is presented the detailed development of the static converter switched PWM, consisting of a Boost rectifier with power factor correction and methodology of control "One-Cycle Control" associated with a Buck converter controlled by a PI method that operates as a direct current source . At the end of the simulation results of the circuit through the PSIM software are presented to verify the design behavior. KEYWORDS: PWM static switching power converters, public lighting, power LED´s. LISTA DE FIGURAS Figura 2.1 - (a) Polarização reversa. (b) Polarização direta com corrente de elétrons ............ 14 Figura 2.2 -Emissão de fótons por elétrons. Adpatado de Pearson Education Inc,2010. ....... 15 Figura 2.3- Estrutura didática de uma célula LED. Adaptado de Radiant, 2010. ................... 16 Figura 2.4 Espectro característico da luz solar. Adaptado de The ONA Foundation. ............. 17 Figura 2.5-Espectro produzido por cada tipo de pastilha LED para formar o RGB. Adaptado de Toyoda Gosei Corp.,2000. ................................................................................................... 18 Figura 2.6- Comparação de espectros dos três tipos de branco mais comuns. Adaptado de CREE, 2011. ............................................................................................................................. 19 Figura 2.7-Comparação visual entre Cool e Warm White. Fonte: SAE Group Australia ....... 19 Figura 2.8- Linha LUXEON de células LED para iluminação de exteriores. Fonte: Philips Luxeon, 2014. ........................................................................................................................... 20 Figura 2.9- Datasheet com as característicasbásicas de um semicondutor LED LUXEON R para iluminação de exteriores. Fonte: Philips, 2014 ................................................................ 20 Figura 2.10- Curva característica de tensão e corrente direta de um LED de 1 W Philips LUXEON- R. Adaptado de Philips, 2014. ............................................................................... 21 Figura 2.11 – (a) Perspectivas Futuras com relação à Eficiência Luminosa da Tecnologia LED. (b) Projeção da evolução na redução do custo de produção da tecnologia LED . Adaptado de DOE, 2014. .......................................................................................................... 22 Figura 2.12 – (a) Células LED com detalhe na Lente. (b) Célula LED LUXEON R para iluminação de exteriores. Fonte : Philips, 2014. ...................................................................... 23 Figura 2.13- Comparação entre LED e vapor de Sódio em alta pressão em uma mesma rua. Fonte : Elke Grove Public Works, 2012 ................................................................................... 24 Figura 2.14- Comparação do IRC entre LED e Vapor de Sódio em Los Angeles, Califórnia. Retirado de LA Bureau of Street Lightning, 2011. ................................................................... 24 Figura 2.15 - Comparação do custo de produção das tecnologias atuais para emissão de luz. Adaptado de DOE, 2014. .......................................................................................................... 25 Figura 2.16 - Comparativo de Eficiência Luminosa das Tecnologias mais utilizadas considerando os efeitos das Luminárias. Adaptado de DOE, 2014. ........................................ 25 Figura 2.17 - Luminária Phosphor-Coated LED atraindo instetos. Fonte : PAWSON, 2014. .................................................................................................................................................. 26 Figura 2.18- Efeito da temperatura na luminosidade relativa da pastilha LED. Adpatado de Phillips LUXEON Datasheet, 2014. ......................................................................................... 28 Figura 3.1- Representatividade da iluminação pública no Brasil. Adaptado de ANEEL, 2013. .................................................................................................................................................. 30 Figura 3.2- Tarifa Média por Classe de Consumo no Brasil. Adaptado de ANEEL, 2013. .. 30 Figura 3.3 Participação dos tipos de lâmpadas na iluminação pública brasileira. Fonte : Eletrobrás/Procel, 2008. ........................................................................................................... 31 Figura 4.1 - Elementos básicos de um cotrole One-Cycle. Adaptado de International Rectifier , Aplication Note 1077. ............................................................................................................. 32 Figura 4.2 - Amplificador de Erro padrão do IR1150. Fonte : International Rectifier Aplication Note 1077. ............................................................................................................... 33 Figura 4.3- Integrador Resetável com amplificador operacional. Adaptado de SMEDLEY, CUK Caltech, 1994 .................................................................................................................. 33 Figura 4.4 - Inclinação da rampa da integral de acordo com o sinal de entrada. .................... 34 Figura 4.5- Estrutura básica do OCC. ..................................................................................... 34 Figura 4.6- Circuito implementado no PSIM baseado no controle One-Cycle. ...................... 35 Figura 4.7- Formas de onda da tensão de saída, Tensão de referência e tensão na saída do integrador. ................................................................................................................................. 36 Figura 4.8 – Formas de onda da Reação do OCC à uma mudança no sinal de entrada. ......... 36 Figura 4.9- Formas de onda resultantes de uma ponte retificadora acoplada a um capacitor. Detalhe nos picos de corrente resultantes da carga do capacitor. ............................................. 38 Figura 4.10 - Circuito One-Cycle Control PFC básico............................................................ 39 Figura 4.11 - Sinal de entrada da Tensão Retificada comparado à forma de onda da corrente no Indutor. ................................................................................................................................ 40 Figura 4.12 – Formas de onda da Corrente no Indutor IL, Tensão de Entrada Vin, e do sinal de controle de chaveamento VQ na região de pico de tensão de entrada. ................................ 40 Figura 4.13 - Formas de onda da Corrente no Indutor IL, Tensão de Entrada Vin, e do sinal de controle de chaveamento VQ na região de valor mínimo da tensão de entrada. ...................... 41 Figura 5.1 - Diagrama de Blocos do Circuito Proposto. ......................................................... 42 Figura 5.2 - Luminária Hermes. Adaptado de ILUMATIC, 2014. ......................................... 43 Figura 5.3 - Tabela de dados da Luminária HERMES. Adaptado de ILUMATIC, 2014. ...... 44 Figura 5.4 - Modelo do conversor Buck. ................................................................................. 44 Figura 5.5 - Modelo do conversor Buck para cálculo de "caixa-preta". .................................. 45 Figura 5.6 - Variação da Tensão Direta de um LED de 1 W de potência de acordo com a radiação emitida à 350 mA. Adaptado de Philips LUXEON L, 2011...................................... 47 Figura 5.7 – Tensão direta máxima do LED LUXEON R à 700 mA. Adaptado de PHILIPS, 2014. ......................................................................................................................................... 48 Figura 5.8 - Curva característica do capacitor de baixa resistência série equivalente. Fonte : VISHAY, 2014. ........................................................................................................................ 54 Figura 5.9 - Circuito esquematico do conversor Buck e sua malha de controle. Adaptado de FILADELFO , 2011. ................................................................................................................ 55 Figura 5.10- Conversor Buck com destaque nas correntes para a modelagem no domínio da frequência. ................................................................................................................................ 56 Figura 5.11 - Modelo estudado no Simulink para a determinação dos parâmetros do compensador PI. ....................................................................................................................... 60 Figura 5.12 - Exemplo da atuação do comparador em relação ao sinal emitido no gate do MOSFET. ................................................................................................................................. 60 Figura 5.13 - Conversor Buck com detalhe nas tensões e correntes de operação. .................. 62 Figura 5.14- Circuito Projetado no PSIM para o conversor Buck. .......................................... 63 Figura 5.15 - Retificador Boost OCC . Adaptado de FILADELFO, 2011. ............................. 71 Figura 5.16 - Circuito retificador Boost projetado no PSIM ................................................... 78 Figura 6.1- Circuito Final Proposto do Retificador Boost PFC com Conversor Buck projetado no PSIM. ................................................................................................................................... 80 Figura 6.2 - Formas de onda da Tensão de entrada retificada, Tensão de Saída do Retificador Boost e tensão de saída do Conversor Buck. ............................................................................ 81 Figura 6.3 - Formas de onda da ondulação presente na saída do conversor Buck e do retificador Boost. ...................................................................................................................... 81 Figura 6.4 - Forma de onda da corrente e tensão de entrada docircuito projetado. ................. 82 Figura 6.5 - Forma de onda da Corrente de Saída do conversor Buck. ................................... 83 Figura 6.6 - Forma de onda da Corrente drenada da Fonte em comparação com a forma de onda da Tensão na fonte ao elevar-se a indutância para 5 mH. ................................................ 84 Figura 6.7 - Forma de onda da Corrente drenada da Fonte em comparação com a forma de onda da Tensão na fonte ao elevar-se a indutância do Retificador Boost para 10 mH. ........... 85 Figura 6.8 - Formas de onda da Tensão de Saída do conversor Buck em comparação com a forma de onda da corrente de saída na situação a qual utiliza-se um capacitor de 470 µF. ..... 86 Figura 6.9 - Atuação da Malha de Sobretensão no Conversor Buck. ...................................... 86 Figura 6.10 – Atuação da malha de controle de sobretensão do retificador Boost. ................ 87 Figura 6.11 - Formas de onda da Tensão de Feedback, Tensão na saída do Compensador PI e a Tensão de proteção à sobretensões. ....................................................................................... 88 Figura 6.12 - Formas de onda de chaveamento do circuito conversor com detalhe na atuação do chaveamento na corrente de saída do conversor Buck. ....................................................... 88 Figura 6.13 - Formas de onda da Tensão de Feedback e da comparação entre a tensão do integrador Vint e a tensão proveniente da malha de corrente Vd.............................................. 89 Figura 6.14 - Comparação entre as formas de onda da Tensão do Integrador Vint com a tensão da malha de controle de corrente Vd e a sua consequência na tensão do Gate do MosFet do Retificador Boost comparado ao clock aplicado no Flip-Flop. ............................. 89 Figura 6.15 - Formas de onda da Corrente no Indutor e da Corrente de Saída do Conversor Buck. ......................................................................................................................................... 90 Figura 6.16 - Formas de onda da ondulação presente na Corrente do Indutor e na saída do Conversor Buck. ....................................................................................................................... 90 Figura 6.17 - Forma de onda da Corrente no Indutor e na saída do Retificador Boost no início da simulação. ............................................................................................................................ 91 Figura 6.18 - Detalhe da forma de onda da Corrente de saída do Retificador Boost após a estabilização.............................................................................................................................. 91 Figura 6.19 - Forma de onda da corrente no Indutor após a estabilização. ............................. 92 Figura 6.20- Formas de onda da Tensão e Corrente de entrada do circuito retificador Boost.92 Figura 6.21 - Formas de onda da Tensão e Corrente de entrada ajustadas para melhor visualização da fase coincidente dos sinais. ............................................................................. 93 Figura 6.22 - Formas de onda da Tensão e Corrente de Saída do Conversor Buck inicial. .... 94 Figura 6.23 - Formas de onda da Tensão e Corrente de Saída do Retificador Boost. ............. 95 Figura 6.24 - Tensão e Corrente de Entrada do Circuito Retificador Boost inicial. ................ 95 Figura 6.25 - Espectro de Harmônicos presentes na corrente de entrada do retificador Boost otimizado. ................................................................................................................................. 96 Figura 6.26 - Espectro de Harmônicos presentes na corrente de entrada do retificador Boost não-otimizado. .......................................................................................................................... 97 SUMÁRIO 1 INTRODUÇÃO .................................................................................................. 12 2 TECNOLOGIA LED ......................................................................................... 14 2.1 Fundamentação básica......................................................................................... 14 2.2 Estrutura basica de uma célula LED.................................................................... 15 2.3 Obtenção da cor Branca para LED´s.................................................................... 16 2.4 Qualidades do LED para ser considerado na Iluminação Pública....................... 19 2.5 Perspectivas do LED............................................................................................20 2.6 Comparação LED com tecnologias de iluminação mais utilizadas..................... 22 2.7 Limitações da tecnologia.................................................................................... 26 3 ILUMINAÇÃO PÚBLICA NO BRASIL............................................................29 3.1 Objetivo da Iluminação Pública...........................................................................29 3.2 Representatividade da Iluminação Pública no setor Energético Brasileiro........ 29 3.3 PNEf e Tipos de Lampadas de Iluminação Pública no Brasil............................ 30 4 ONE CYCLE CONTROL...................................................................................32 4.1 Teoria básica...................................................................................................... 32 4.2 Componentes básicos......................................................................................... 32 4.3 Operação básica................................................................................................. 34 4.4 Correção do Fator de Potência Utilizando OCC................................................ 37 5 PROJETO DO CONVERSOR ESTÁTICO ......................................................42 5.1 Requisitos do Circuito.........................................................................................42 5.2 ANTEPROJETO DO CONVERSOR ESTÁTICO............................................. 42 5.3 PROJETO DO BUCK.......................................................................................... 44 5.3.1 Cálculos de Caixa Preta ....................................................................................... 44 5.3.2 Seleção do Transistor de chaveamento e do Diodo ............................................ 50 5.3.3 Filtro de Saída ..................................................................................................... 51 5.3.4 CIRCUITO INTEGRADO DE CONTROLE .................................................... 55 5.3.5 Driver de sinal para o GATE .............................................................................. 62 5.3.6 Circuito Projetado para o conversor Buck .......................................................... 63 5.4 PROJETO DO RETIFICADOR BOOST........................................................... 64 5.4.1 Dados de caixa preta ........................................................................................... 64 5.4.2 Seleção do Transistor de Chaveamento e do Diodo ........................................... 66 5.4.3 Ponte Retificadora .............................................................................................. 66 5.4.4 Cálculo da frequência de chaveamento e duty-cycle.......................................... 67 5.4.5 Filtro de Saída do Conversor Boost .................................................................... 68 5.5 PROJETO DA MALHA DE CONTROLE ONE-CYCLE DO CONVERSOR BOOST........................................................................................................................... 70 5.5.1 Divisor de Tensão de Saída ................................................................................ 71 5.5.2 Malha de Proteção de Sobretensão ..................................................................... 72 5.5.3 Loop de Corrente e Proteção à sobrecorrente ..................................................... 73 5.5.3.1 Design da Resistência do Sensor de Corrente Rs ............................................... 73 5.5.3.2 Amplificador de Erro .......................................................................................... 75 5.5.4 Circuito Retificador Boost .................................................................................. 77 6 RESULTADOS E DISCUSSÃO ...................................................................... 79 6.1 Simulação Computacional do Circuito Proposto.................................................79 6.2 Alterações realizadas no circuito proposto.......................................................... 79 6.3 Resultados em Condições Nominais................................................................... 81 6.4 Otimização do circuito........................................................................................ 83 6.5 Proteção de Sobretensão....................................................................................... 86 6.6 Análise da malha de controle do Conversor Buck................................................ 87 6.7 Análise da malha de controle do Boost................................................................ 89 6.8 Corrente No Indutor e Corrente de saída do Conversor Buck após otimização.... 90 6.9 Corrente no Indutor e na Saída do Retificador Boost após otimização................. 91 6.10 Efficiencia Elétrica e Fator de Potência................................................................. 92 6.11 Distorção Harmônica..............................................................................................96 7 CONCLUSÃO ..................................................................................................... 98 REFERÊNCIAS ................................................................................................. 99 12 1 INTRODUÇÃO A tecnologia LED é a tecnologia de emissão de luz mais promissora do mercado. A característica primária que diferencia o LED de outras tecnologias é o fato de que o emissor de luz se mantém no estado sólido durante a emissão, enquanto tecnologias de lâmpadas flourescentes e vapor de sódio mantém-se no estado gasoso. Existe uma grande perspectiva de que a tecnologia de estado sólido domine o mercado em breve, causando assim, um grande impacto mundial na utilização da energia elétrica para iluminação. Com o fluxo de idéias voltados para a eficiência energética, dentre as novas tecnologias de mercado, o LED se apresenta como a tecnologia mais promissora para a utilização sustentável da energia elétrica graças a suas qualidades de alta eficiência elétrica, possibilidade de dimerização e eficiência luminosa superior às demais. O impacto causado pela utilização em larga escala, justifica o foco em iluminação pública e de exteriores, as quais possuem uma parcela significativa do mercado de iluminação. Para que a tecnologia LED opere de maneira satisfatória, é necessário que o circuito driver também possua alta eficiência elétrica, gerando a maior economia de energia possível evitando-se que harmônicos sejam transmitidos à rede poluindo o sistema de transmissão. Com isso em mente, a tecnologia de conversores estáticos é a mais utilizada no mercado de fontes, graças a sua robustez e capacidade de controle exato, justificando o interesse em desenvolver melhores conversores estáticos para alcançar maiores eficiências. A partir dos fatores explicitados, houve a motivação do desenvolvimento de um conversor estático focado na alimentação de LED´s com alta eficiência energética, alto fator de potência, confiabilidade e baixa geração de harmônicos. O capítulo 2 deste trabalho faz uma apresentação sobre a tecnologia LED, explicitando seus aspectos estruturais, fundamentação teórica básica da tecnologia, espectros de luz emitida, as vantagens da tecnologia LED em relação às demais, as perspectivas futuras e as limitações atuais do LED. O capítulo 3 apresenta o LED no cenário da iluminação pública brasileira, indicando dados de representatividade, gastos anuais do Brasil com iluminação pública e projetos que estão sendo implantados no setor pelo governo federal como, por exemplo, o Plano Nacional de Eficiência Energética. O capítulo 4 baseia-se nos princípios básicos utilizados na metodologia de controle de um ciclo (One-Cycle), demonstrando graficamente a atuação da malha de controle prevista 13 para a metodologia. É importante a apresentação do OCC pois essa metodologia de controle é o cerne da correção do fator de potência utilizado no circuito driver proposto. No capítulo 5 é realizado o cálculo dos elementos utilizados no Retificador Boost e no Conversor Buck , tanto na malha de potência como na malha de controle do circuito. O capítulo 6 apresenta os resultados do trabalho, explicitando-os graficamente através de simulações computacionais no software PSIM. É realizado, também, o cálculo aproximado da eficiência energética, fator de potência e distorção harmônica gerada pelo circuito. O capítulo 7 é apresentada a conclusão do trabalho com a realização das considerações finais a respeito do circuito proposto e seus resultados. 14 2 TECNOLOGIA LED 2.1 FUNDAMENTAÇÃO BÁSICA O LED é, basicamente, um diodo que emite luz quando corrente de elétrons é estabelecida na pastilha semicondutora. De modo simplificado, tem-se o material semicondutor tipo N separado do material semicondutor tipo P através de uma região denominada de Zona de Depleção. Quando aplica-se uma tensão mínima determinada à cada tipo de diodo, em polarização direta, a zona de depleção é rompida, permitindo a passagem de elétrons e o estabelecimento de uma corrente. Quando a tensão é reversamente aplicada, a zona de depleção aumenta evitando-se, assim, o estabelecimento de corrente de elétrons. De modo simplificado têm-se a Figura 2.1 a seguir: Figura 2.1 - (a) Polarização reversa. (b) Polarização direta com corrente de elétrons Visto o modo de estabelecimento de corrente no diodo, é necessário agora entender o efeito da emissão de fótons gerada pelo estabelecimento de corrente no semicondutor. A emissão de fótons se dá quando elétrons provenientes da camada dopada N atravessam para o lado com Lacunas da camada P num processo denominado Recombinação. Os elétrons de um átomo se distribuem em camadas sendo que, cada camada possui um nível de energia determinado. Desse modo, para um elétron mudar de camada, é necessário adquirir ou liberar energia como demonstra a Figura 2.2. Realizando-se agora um paralelo com a tecnologia básica de semicondutores à base de Silício ou Germânio, a região dopada N pode ser representada como ligações com excesso de elétrons. De modo prático podemos imaginar átomos de Silício tetravalentes com impurezas inseridas do tipo Pentavalentes. O resultado dessa ligação é um elétron “sobrando” na ligação, esse elétron irá, então, deslocar-se pelo material do tipo N no sentido do material do tipo P 15 que, nesse momento, está com déficit de elétrons. Figura 2.2 -Emissão de fótons por elétrons.. A região tipo P pode ser vista como uma analogia à região do tipo N, porém, com uma impureza trivalente, a qual em conjunto com o silício tetravalente ainda não forma uma ligação estável pois necessita de um elétron para completar oito em sua camada de valência. O caminho então percorrido pelo elétron livre no material N é direcionado ao terminal positivo da fonte, no processo, o elétron passa pelo material P. Como o material dopado P necessita de elétrons, ocorre então uma recombinação de elétron e lacuna. Essa recombinação obriga o elétron a reduzir seu nível de energia para tornar-se um elétron de valência, desse modo, libera-se então energia em forma de fótons, que em grande quantidade fornece a luz vista pelo observador humano. O elétron continua seu movimento até o terminal positivo do condutor, deixando o cristal semicondutor e, assim, liberando uma nova lacuna no material P. O ciclo é fechado quando o terminal negativo da fonte fornece ao cristal semicondutor um suprimento contínuo de elétrons. 2.2 ESTRUTURA BASICA DE UMA CÉLULA LED Além da pastilha semicondutora, existem elementos estruturais básicos comuns à maioria das células como, por exemplo, a lente, o dissipador térmico, os contatos e a estrutura física da célula, como apresentados na Figura 2.3. 16  A lente é diretamente responsável pelo direcionamento do fluxo luminoso, caso a lente se torne opaca devido ao uso ou acúmulo de resíduos sólidos na sua superfície, o fluxo luminoso é reduzido significativamente, tornando a relação fluxo luminoso versus potência consumida economicamente inviável.  O dissipador térmico é responsável por controlar a temperatura da pastilha ao retirar o calor emitido por efeito Joule pela passagem de corrente no semicondutor . É conhecido que a junção semicondutora da pastilha é sensível à aquecimento excessivo, reduzindo assim sua vida util e fluxo luminoso.  A estrutura física da célula oferece resistência mecânica para a proteção dos equipamentos internos da célula.  Figura 2.3- Estrutura didática de uma célula LED. Adaptado de Radiant, 2010. 2.3 OBTENÇÃO DA COR BRANCA PARA LED´S Atualmente, para se chegar à luz branca são necessárias algumas técnicas de reprodução de um espectro luminoso que se assemelhe ao espectro da luz branca à vista humana. Para isso, utilizam-se técnicas como a combinação de cores como, por exemplo, o prêmio Nobel de Física de 2014 que premiou três cientistas japoneses (Isamu Akasaki, Hiroshi Amano, e Shuji Nakamura) pela descoberta , em 1990, de como produzir o espectro de luz Azul através de pastilhas semicondutoras( LED´s) , visto que a luz vermelha, amarela, laranja e verde já 17 haviam sido descobertas no início dos anos 80 porém, sem o azul, não era possível combinar as cores primais para produzir o branco. É necessário, neste ponto, observar o espectro de luz proveniente do sol, apresentado na Figura 2.4, e com isso entender como é possível simular o efeito da luz branca, não necessáriamente utilizando 100% da faixa do espectro da luz solar . Isso é possível devido ao aparelho visual humano não ser um equipamento perfeito para a leitura do espectro luminoso, portanto, é possível utilizar apenas faixas específicas do espectro para simular uma luz branca aos olhos de um observador humano. Figura 2.4 Espectro característico da luz solar. . Adaptado de The ONA Foundation Atualmente, os três métodos mais utilizados para a produção de LED´s que emitem luz branca são apresentados aseguir (ZISSIS; CASTANO, 2008):  CM-LED ou Color-mixed LED: Após a descoberta do LED Azul, foi possível combinar o espectro de cores do verde e vermelho para produzir um espectro de luz que simula o espectro da cor branca, no famoso sistema de cores RGB (Red, Green e Blue). Utilizando-se de três fontes de luz do tipo LED, uma vermelha, outra verde e a última azul é possível combinar o espectro de cores em um feixe de luz que ao observador humano se assemelha à luz branca, como o apresentado na Figura 2.5. Atualmente este tipo de combinação é utilizada em painéis de outdoors e monitores LED, como por exemplo em televisores devido à ampla faixa de cores que podem ser reproduzidas pelas células LED RGB; 18 Figura 2.5-Espectro produzido por cada tipo de pastilha LED para formar o RGB. Adaptado de Toyoda Gosei Corp.,2000.  PC–LED ou Phosphor-coated LED: utilizado em aplicações de iluminação simples e que não requer a utilização de outras pastilhas para a combinação de cores e sim, um filtro. De maneira simplificada, utiliza-se um LED Azul de alto brilho com uma cobertura de um material adequado (luminóforo) para emissão de espectro de luz predominantemente amarelo. Utilizam-se materiais como o Cério ( Ce58) que possui a característica de absorver o espectro de luz azul e emitir o espectro amarelo, predominantemente, assim parte da luz azul será absorvida e re-emitida em espectro amarelo combinando-se com o espectro remanescente azul tem-se um espectro que aos olhos de um observador humano se assemelha ao branco. Essa luz branca pode ser modificada com adição de mais filtro e, em consequencia, mais amarelo para formar o “Branco Quente” ( “Warm White”) ou, reduzindo-se a camada de filtro aumentando assim a porção azul, o “Branco Frio” (“Cool White”). A Figura 2.6 demonstra a diferença de espectro dos tipos de branco apresentados; 19 Figura 2.6- Comparação de espectros dos três tipos de branco mais comuns. Adaptado de CREE, 2011. A comparação visual entre Cool , Neutral e Warm White é apresentada na Figura 2.7. Figura 2.7-Comparação visual entre Cool e Warm White. Fonte: SAE Group Australia O terceiro método consiste em utilizar um LED que emite radiação com comprimento de onda curto, na região do ultravioleta ou próximo do violeta, recoberto com um ou mais fósforos que ao absorver a radiação UV emitem luz branca com alto IRC, princípio semelhante ao utilizado nas lâmpadas fluorescentes; 2.4 QUALIDADES DO LED PARA SER CONSIDERADO NA ILUMINAÇÃO PÚBLICA O interesse para iluminação pública se dá pelo fato da tecnologia LED apresentar diversas qualidades encontradas, apenas, isoladamente nas tecnologias mais utilizadas. São elas:  Alta Eficiência Elétrica ( Fator de potência acima de 90% );  Vida útil maior que as outras tecnologias, o que implica em menos manutenção 20 (segundo dados de fabricantes, até 50.000 horas em condições controladas);  Alto IRC ( índice de reprodução de cor);  Ascendimento e Reascendimento praticamente instantâneos;  Não emite radiação Ultravioleta;  Não apresenta mercúrio em sua composição;  Alta resistência à impactos e vibrações ( IP65 eIP66 );  Conversores eletrônicos mais simples para a alimentação do que reatores e ignitores para outras tecnologias;  Alta eficiência Luminosa ( entre 100 até 140 lm/Watt em operação normal);  Controle de luminosidade simples (dimerização), permite o controle do fluxo luminoso e a economia de energia, além da possibilidade de controle por interface digital. Fabricantes de luminárias voltadas para iluminação de exteriores já apresentam novas topologias de células com mais de uma pastilha para aumentar o fluxo luminoso por área instalada. São exemplos a linha LUXEON da Philips na Figura 2.8. Figura 2.8- Linha LUXEON de células LED para iluminação de exteriores. Fonte: Philips Luxeon, 2014. 2.5 PERSPECTIVAS DO LED Como já afirmadas, o fluxo luminoso de um LED 1W de alta luminosidade no mercado varia de 100 até 140 lúmens em operação normal, a Figura 2.9 e 2.10 apresenta dados do fabricante de pastilhas LED Philips LumiLEDs. Figura 2.9- Datasheet com as característicasbásicas de um semicondutor LED LUXEON R para iluminação de exteriores. 21 Fonte: Philips, 2014 Os dados apresentados pelo fabricante Philips apresentam uma eficiência luminosa de 105 à 128 lúmens por Watt (dados nominais), fato que apresenta uma tendência concordante ao Multi-year Program Plan realizado pelo US Department of Energy (DOE) atualizada em 2014. Tal pesquisa divulgou dados sobre aspectos atuais e perspectivas futuras da tecnologia LED e OLED ( Organic Light Emiting Diode) os quais são pertinentes ao assunto. Figura 2.10- Curva característica de tensão e corrente direta de um LED de 1 W Philips LUXEON- R. C o rr en te D ir et a IF ( m A ) Tensão Direta VF (V) Adaptado de Philips, 2014. Segundo o DOE as duas principais tecnologias de emissão de luz branca através de LED´s, a emissão em mistura de cores RGB chamado de Color-mixed ou CM-LED e, a emissão a partir de um LED Azul com uma camada de um material fósfoluminescente que emite espectro amarelo chamado de Phosphor-Coated ou PC-LED , possuem perspectivas diferentes para o futuro. Enquanto a tecnologia Color-mixed ou RGB possui projeções acima de 200 lm/Watt, a tecnologia de phospor-coated não possui grandes perspectivas pois, segundo o DOE, algumas ineficiências na conversão de luminosidade gerado pela camada fósfoluminescente projetam uma eficiência menor à longo prazo na comparação ao sistema Color-mixed. A adaptação da perpectiva futura realizada pelo DOE é apresentada na Figura 2.11 (a) . Há, porém, uma desvantagem no custo a curto prazo da tecnologia LED em relação às outras tecnologias. Estudos realizados pelo DOE indicam a tendência de maiores reduções do Mín Nom 350 mA 700 mA 1000 mA 350 mA 700 mA 1000 mA 350 mA 700 mA 1000 mA 3000K 70 75 100 180 245 2.72 2.81 2.85 105 92 86 4000K 70 75 119 215 292 2.72 2.81 2.85 125 109 103 5000K 70 75 122 220 299 2.72 2.81 2.85 128 112 105 5700K 70 75 122 220 299 2.72 2.81 2.85 128 112 105 6500K 70 75 122 220 299 2.72 2.81 2.85 128 112 105 LXA7-PW57 LXA7-PW65 160 200 200 200 200 Eficiência Típica Características Típicas da Junção semicondutora à 85ºC - Philips LUXEON R LXA7-PW30 LXA7-PW40 LXA7-PW50 Modelo Temperatura de Cor CRI @ 700 mA Fluxo Luminoso Mín (lm) 700 mA Fluxo Luminoso (lm) Tensão Direta da junção 22 custo de fabricação dos LED´s, como mostra a Figura 2.11 (b) abaixo, adaptada do relatório apresentado pelo DOE. Figura 2.11 – (a) Perspectivas Futuras com relação à Eficiência Luminosa da Tecnologia LED. (b) Projeção da evolução na redução do custo de produção da tecnologia LED . 2010 2015 2020 20252005 250 200 150 100 50 0 E fi c iê n c ia ( lm /W ) RGB - warm PC - warm RGB - cool PC - cool Ano Pr oj eç ão d o Pr eç o po r Ki lo lú m en e m d ól ar es ($ /k lm ) Preço Atual Adaptado de DOE, 2014. 2.6 COMPARAÇÃO LED COM TECNOLOGIAS DE ILUMINAÇÃO MAIS UTILIZADAS. Atualmente, a tecnologia de lâmpadas de vapor de sódio em alta pressão, atinge uma eficiência luminosa da ordem de até 150 lúmens / Watt nas lâmpadas de maior potência. Se compararmos as mais novas tecnologias LED, como visto anteriormente, existem novas células que chegam a produzir, em operação normal, um valor entre 100 e 140 lúmens por Watt em dados fornecidos pelos fabricantes (datasheet), indicando grande proximidade na eficiência comparativa entre as duas tecnologias. Existem, também, outros fatores a serem considerados para se realizar uma comparação completa das tecnologias como, por exemplo, o tipo de circuito de conversão necessário para a operação da lâmpada, o tipo e custo de luminária reflexiva para aumentar a eficiência luminosa e reduzir a emissão em ângulos desejados, a presença de materiais tóxicos como o mercúrio, índice de reprodução de cor, capacidade de dimerização, resistência mecânica, eficiência elétrica, custos entre outros aspectos. Com relação ao fluxo luminsoso, pode-se comparar a lente do LED com uma luminária de uma lâmpada de sódio de alta pressão. A função da lente é a mesma da luminária, porém, atua em cada célula LED individualmente enquanto a luminária atua na lâmpada como um 23 todo. Como o custo de uma luminária para lâmpadas de sódio de alta pressão é muito superior ao da lâmpada em si, pois é agregado à luminária resistência mecânica adicional para compensar a baixa resistência da lâmpada, torna-se vantajoso a utilização de LED´s cuja lente proporciona melhor custo benefício. Figura 2.12 – (a) Células LED com detalhe na Lente. (b) Célula LED LUXEON R para iluminação de exteriores. (a) (b) Fonte : Philips, 2014. Observa-se que a posição da pastilha na estrutura permite apenas a emissão de luz em uma direção e, a lente postada logo acima da pastilha LED não permite que a luz gerada pelo dispositivo seja projetada em um ângulo maior que 180º , ou seja, não há perda de iluminação na direção oposta a qual deseja-se iluminar. Outro adendo que se dá pela lente é, segundo a maioria dos fabricantes, o ângulo de projeção é, efetivamente, 120º até 140º devido à projeção direcionada da pastilha e da reflexão e refração dos feixes de luz que se dão próximos à base da célula. Portanto temos um feixe de luz direcionado em cada célula, dispensando a existência de uma luminária reflexiva para aumentar a eficiência luminosa do LED. Pesquisas realizadas em 2006 por Seul Semiconductor indicaram que a luminária LED possui uma eficiência no direcionamento do fluxo luminoso na faixa de 80 a 95% , enquanto as lâmpadas fluorescentes compactas, tubulares, incandescentes, e de vapor de sódio em alta pressão possuem até 60% de eficiência no direcionamento do fluxo luminoso considerando suas respectivas luminárias. Isso se deve pela presença da lente plástica sobre a pastilha e devido à aspectos construtivos da célula LED os quais permitem a emissão apenas na direção e sentido desejado. Com relação ao índice de reprodução de cor existem diversos estudos que apontam as 24 diferenças perceptíveis entre as duas tecnologias. O LED fornece uma visão mais exuberante das cores, o que pode ser contado como uma qualidade superior em relação ao vapor de sódio, tendo perspectivas de atrair maior atividade à vida noturna das cidades ao proporcionar uma visão mais agradável e atraente ao observador, como o apresentado na Figura 2.13 e na Figura 2.14. Figura 2.13- Comparação entre LED e vapor de Sódio em alta pressão em uma mesma rua. Fonte : Elke Grove Public Works, 2012 Figura 2.14- Comparação do IRC entre LED e Vapor de Sódio em Los Angeles, Califórnia . Fonte: LA Bureau of Street Lightning, 2011. Com relação ao custo da Tecnologia, pode-se ressaltar pesquisa divulgada em Abril de 2014 pelo US Department of Energy (DOE), destaca-se o custo atual das tecnologias disponíveis para iluminação. Observa-se grande evolução na redução de custos da produção de LED por Klm ( Kilo-lúmen) produzido. No entanto, ainda existe uma considerável diferença entre os custos da tecnologia LED e, por exemplo, a tecnologia de lâmpadas fluorescentes e vapor de sódio. A Figura 2.15 foi adaptada da pesquisa realizada pelo DOE. 25 Figura 2.15 - Comparação do custo de produção das tecnologias atuais para emissão de luz. Adaptado de DOE, 2014. Ainda segundo o relatório do DOE, foi realizada uma pesquisa comparativa entre as diversas tecnologias e formatos de luminárias para se estabelecer valores comparativos de Eficiência Luminosa. Os dados divulgados pelo DOE são apresentados na Figura 2.16. Portanto podemos observar que a tecnologia LED possui algumas vantagens em relação às outras tecnologias como , por exemplo, maior duração, qualidade de reprodução de cor superior, eficiência luminosa em proximidade às tecnologias mais utilizadas, grandes perspectivas de avanços futuros no quesito redução de custo e aumento da eficiência luminosa e elétrica, entre outros. Algumas vantagens adicionais que não foram citadas se destacam: a simplicidade do circuito driver em comparação à reatores de descarga, eficiência na conversão da energia elétrica em comparação à reatores de descarga (drivers para luminárias LED chegam à faixa de 80 à 90% de eficiência elétrica enquanto reatores de descarga possuem baixa eficiência elétrica), capacidade de dimerização para economia de energia e a possibilidade de controle digital a célula ou luminária. Figura 2.16 - Comparativo de Eficiência Luminosa das Tecnologias mais utilizadas considerando os efeitos das Luminárias. Adaptado de DOE, 2014. Tipo de Fonte Luminosa Preço por Kilolúmen em dólares ($) Halógena (A19 43W; 750 lúmens) $ 2,50 Compacta Fluorescente (13W; 800 lm) $ 2,00 Compacta Fluorescente (13W; 800 lm; dimerizável) $ 10,00 Fluorescente Tubular com reator (F32 T8) $ 4,00 LED (A19 12W; 800 lm; dimerizável) $ 16,00 Compacta Fluorescente de embutir (13W T4; 500 lm) $ 10,00 LED de embutir (11.5W T4; 625 lm) $ 43,00 OLED ( Led Orgânico) Painel $ 500,00 OLED ( Led Orgânico) Luminária $ 1400,00 Tipo de Produto Eficiência Luminosa (lm/W) Temperatura da Cor (K) Tempo de Vida Estimado (horas) LED A19 Lâmpada (warm-white ) 94 2700 30,000 LED PAR38 Lâmpada (warm-white ) 78 3000 50,000 LED 6'' para Embutir ( warm-white ) 87 3500 60,000 LED Troffer 2'x 4' - luminária (warm-white ) 131 3000 75,000 LED Luminária alta e baixa (warm-white ) 119 3500 75,000 OLED ( Organic Light Emission Diode ) 52 3500 15,000 HID - Lâmpadas de Descarga (alta potência) 115 3100 15,000 Fluorescente Tubular 108 4100 25,000 HID - Lâmpadas de Descarga (baixa potência) 104 3000 15,000 Flourescentes Compactas 73 2700 12,000 Halógenas 20 2750 8,400 Incandescentes 15 2760 1,000 26 2.7 LIMITAÇÕES DA TECNOLOGIA  Materiais Tóxicos Com relação à presença de materiais tóxicos, apesar da ausência de mercúrio, em pesquisa realizada por OGUNSEITAN divulgada no final de 2010 na revista Enviromental Science and Technology, foram descobertas a presença de Chumbo, Arsênio e outras substâncias tóxicas em sua composição em níveis considerados significativos. O Arsênio e o Chumbo são substâncias cancerígenas, assim como também neurotoxínas mortais à espécie humana em dadas concentrações.  Atração de Insetos Com relação à atração de insetos, em pesquisa divulgada em Outubro de 2014 pelo centro de pesquisas da Nova Zelândia, SCION, o entomologista Stephen Pawson alerta que, para LED´s que utilizam camada fósfoluminescente para a produção de luz branca, a grande emissão de espectro Azul ainda atrai uma grande diversidade de insetos. Em estudo realizado por PAWSON, lâmpadas PC-LED ( phosphor-coated) foram testadas em conjunto com lâmpadas de sódio de alta pressão, ao colocar uma camada de material pegajoso na frente das lâmpadas para posterior contagem de insetos. Resultados mostraram que a lâmpada PC-LED atrai em média 48% mais insetos que as lâmpadas de vapor de sódio em alta pressão. Figura 2.17 - Luminária Phosphor-Coated LED atraindo instetos . Fonte : PAWSON, 2014. 27  Diferenças de luminosidade entre pastilhas Na fabricação das pastilhas LED, existem grandes diferenças entre pastilhas produzidas na indústria, por vezes até mesmo pastilhas de mesmo lote apresentam diferenças notáveis ao olho humano. Essas diferenças são resultados de deficiências na tecnologia de fabricação atual. Atualmente, existem quatro grandes fabricantes de pastilhas (chips) de LEDs de potência e alto brilho e que dominam quase todo o mercado: Nichia, Cree, Osram e Philips LumiLEDs. Há também um grande número de fabricantes (muitos na China) que compram os chips produzidos pelas quatro grandes empresas e trabalham produzindo o encapsulamento e conjunto óptico dos LEDs (CONNER, 2010).  Necessário dissipador térmico eficiente O LED, sendo uma tecnologia de emissão de luz em estado sólido possui o problema do efeito Joule, quando um condutor possui corrente elétrica atravessando sua secção transversal, o choque de elétrons em átomos agita as moléculas do condutor, produzindo calor. Outro importante fator que produz calor é o próprio processo de recombinação, o qual no campo ideal apenas emite fótons porém na prática calor também é gerado. A temperatura da pastilha, então, acaba por elevar-se a tal ponto no qual ocorre a necessidade de um dissipador térmico de qualidade para evitar danos ao componente.  Redução de Fluxo Luminoso com aumento excessivo de Temperatura Problema decorrente do aquecimento da pastilha provém da redução do fluxo luminoso com o aumento da temperatura da junção, o processo de recombinação que ocorre na pastilha torna-se menos eficiente em altas temperaturas. Segundo dados de fabricantes como a Philips tem-se o gráfico a seguir que representa a queda do fluxo luminoso normalizado em relação à temperatura da junção. 28 Figura 2.18- Efeito da temperatura na luminosidade relativa da pastilha LED. Lu m in o si d ad e R el at iv a Temperatura da Junção ( ᵒC) Branco Frio Branco Quente Adpatado de Phillips LUXEON Datasheet, 2014.  Perdas de correntes do Driver : assim como os reatores em lâmpadas de alta descarga, o LED também necessita de um circuito adicional para condicionar a corrente à pastilha, há também a existência de um circuito de controle para aplicações mais complexas como dimerização e controle do fator de potência. Atualmente, segundo dados do DOE 2014, os drivers encontrados no mercado estão na faixa de eficiência de 85% na utilização da energia elétrica.  Depreciação Luminosa com o tempo: enquanto lâmpadas flourescentes possuem a capacidade de emitir cerca de 95% do fluxo luminoso perto do ponto final de sua durabilidade, a tecnologia LED atinge apenas 70% do fluxo inicial ao final do seu período de vida.  Dados fornecidos pelos fabricantes : é necessário frisar sobre a obtenção dos dados apresentados pelos fabricantes, os quais oferecem valores obtidos com situações controladas (laboratórios e centros de pesquisa) , chips e pastilhas selecionadas e uso de técnicas diferentes de aquisição por Fotometria relativa ou absoluta as quais podem apresentar resultados diferentes para uma mesma pastilha. Por exemplo a durabilidade indicada pelo fabricante, normalmente de 50.000 horas pode ser reduzida em condições reais devido à inúmeros fatores não considerados em laboratório. O mesmo vale para eficiência luminosa e elétrica. 29 3 ILUMINAÇÃO PÚBLICA NO BRASIL 3.1 OBJETIVO DA ILUMINAÇÃO PÚBLICA A iluminação pública é um serviço público que tem por objetivo promover a claridade de logradouros públicos, de forma periódica, contínua ou eventual segundo o Inciso XXXVI do Art 2º da Resolução Normativa da ANEEL 414/2010 (ANEEL, 2010). Trata-se de um serviço essencial à qualidade de vida noturna da população que reside nos centros urbanos, visando possibilitar às pessoas o desfrute dos espaços e vias públicas com segurança e tranquilidade. As principais vantagens de possuir um sistema de iluminação pública de qualidade são : a inibição de crimes, a prática de atividades saudáveis nas áreas do esporte, lazer e cultura nos espaços públicos o que afasta jovens do crime e qualifica sua presença nas ruas, a redução de acidentes de trânsito com pedestres e veículos, atração de turistas ao realçar e valorizar monumentos e sítios históricos tornando a cidade mais atraente. 3.2 REPRESENTATIVIDADE DA ILUMINAÇÃO PÚBLICA NO SETOR ENERGÉTICO BRASILEIRO Segundo dados do Anuário Estatístico da Energia Elétrica elaborado pela ANEEL em 2013, o setor de iluminação pública no pais gasta cerca de 12.916 GWh por ano como mostra a Figura 3.1. Ainda segundo o mesmo anuário, consta o preço médio dessa energia utilizada na iluminação pública, o que apresentará o giro econômico anual desse setor, vide a Figura 3.2. 30 Figura 3.1- Representatividade da iluminação pública no Brasil. Adaptado de ANEEL, 2013. Figura 3.2- Tarifa Média por Classe de Consumo no Brasil. Adaptado de ANEEL, 2013. Realizando-se um cálculo simples, tem-se que no ano de 2012 o consumo de energia gasto pelo setor de iluminação pública no Brasil foi de, aproximadamente, 2 Bilhões 357 Milhões e 600 Mil Reais. 3.3 PNEF E TIPOS DE LAMPADAS DE ILUMINAÇÃO PÚBLICA NO BRASIL Os dados oficiais de 2008 levantados pela ELETROBRÁS sobre a diversificação do tipo de lâmpadas utilizadas na iluminação pública são apresentados na Figura 3.3. 31 Figura 3.3 Participação dos tipos de lâmpadas na iluminação pública brasileira. Fonte : Eletrobrás/Procel, 2008. Pode-se observar que o LED não possui representatividade nesse cenário, isso se dá pois o LED é uma tecnologia que apenas recentemente adquiriu a maturidade tecnológica para se tornar o mais eficiente equipamento de iluminação do mercado e, também, este último levantamento do Procel já está 7 anos defasado. Atualmente é possível que o LED já apareça com uma pequena porcentagem. Segundo o Plano Nacional de Eficiência Energética ( PNEf ), ficou estabelecido a meta de trocar todos os pontos de iluminação pública por lâmpadas de Vapor de Sódio com fluxo luminoso igual ou superior ao existente, fato tal que segundo dados do PROCEL,2008 acarretariam numa economia de aproximadamente 10% do consumo da iluminação pública. Ainda no mesmo PNEf, existe uma outra via que planeja o estudo promoção de estudos de viabilidade de criação da Indústria Nacional de Light Emitting Diodes (LEDs), de alta potência para aplicação na iluminação pública ( PNEf ) para tentar reduzir os custos atuais da tecnologia. Porém os custos para implantação da tecnologia LED são considerados altos. Haja vista que 80% dos municípios brasileiros estão em dívida com as distribuidoras, este fato pode dificultar o levantamento de recursos para a implantação de projetos de eficiência energética na iluminação pública (GESEL,2011). 32 4 ONE CYCLE CONTROL 4.1 TEORIA BÁSICA A técnica foi proposta por K. M. Smedley e sua teoria geral publicada em 1991 (Smedley e Ćuk, 1991). O One-Cycle Control (OCC) é um método simples de realizar o controle de reguladores chaveados visto que, são sistemas não-lineares, pulsados e dinâmicos. Isso significa que os reguladores chaveados são sistemas os quais evoluem no domínio do tempo com um comportamento desequilibrado e aperiódico, seu estado futuro é extremamente dependente de seu estado atual e pode ser mudado rapidamente a partir de pequenas alterações em seu estado atual. Baseado nessa característica de dependência do estado futuro com o atual, o OCC se propõe a realizar alterações no estado atual para responder rapidamente à mudanças no sinal de entrada, realizando a correção em apenas um ciclo da frequência utilizada pelo circuito de controle. 4.2 COMPONENTES BÁSICOS A Figura 4.1 apresenta um circuito básico de controle One-Cycle baseado na topologia apresentada em Brown e Soldano(2005).. Figura 4.1 - Elementos básicos de um cotrole One-Cycle. Adaptado de International Rectifier , Aplication Note 1077. Os blocos que compõem um controlador OCC são: 33  Amplificador de erro : a tensão de saída do conversor é amostrada através de um divisor de tensão que fornecerá uma tensão de realimentação denominada VFB . Essa tensão, então , passa por uma comparação com um sinal de referência VREF e pelo compensador, gerando o sinal Vm, denominado sinal de erro (representa a defasagem compensada entre o sinal amostrado da tensão de saída e a referência que adotou-se como sinal de saída ideal). Os elementos componentes do amplificador de erro são apresentados na Figura 4.2. Figura 4.2 - Amplificador de Erro padrão do IR1150. Fonte : BROWN, SOLDANO 2005.  Integrador Resetável : A topologia básica é apresentada na Figura 4.3 e, sua operação básica considera que o sinal de entrada possui uma frequência muito menor que a frequência do circuito de controle, então, é possível considerar o sinal de entrada como uma constante assim como sua amostra VFB e Vm , em consequência. Com essas considerações, a saída do integrador se comportará como uma rampa de acordo com a Figura 4.4. Figura 4.3- Integrador Resetável com amplificador operacional. Adaptado de SMEDLEY, CUK, 1994 34 Figura 4.4 - Inclinação da rampa da integral de acordo com o sinal de entrada. 4.3 OPERAÇÃO BÁSICA De modo simplificado temos a operação do OCC de acordo com a Figura 4.5. Figura 4.5- Estrutura básica do OCC. Integrador Resetável Q Q SET CLR S R + - 150 kHz Vref Vm Gate Driver Reset Vint O integrador utiliza uma frequência constante para simultâneamente mudar os estados do MOSFET para ON e do integrador para ON . A tensão Vm é integrada para o sinal Vint que em sequência é comparado a um sinal de referência Vref . Assim que a magnitude de Vint atinge o valor de referência Vref , o estado do Latch RS muda, comutando o MOSFET para OFF e resetando o integrador. Vale ressaltar que o duty-cycle do oscilador deve ser entre 1 a 5% segundo dados do fabricante para a operação adequada do OCC. A inclinação da rampa fornecida pela integração de Vm é diretamente proporcional ao próprio valor de Vm no instante amostrado, como o apresentado na Figura 4.4. Desse modo, se Vm , que representa o sinal compensado da amostragem da saída, possuir uma pequena magnitude, a inclinação da rampa será menor, fato tal que acarretará em maior intervalo de tempo para Vm atingir o valor de Vref, resultando assim num duty-cycle maior do MOSFET para corrigir o valor de tensão da saída que, neste caso, está supostamente abaixo do requerido. Com um duty-cycle maior, o sinal de tensão de saída tende a aumentar, 35 aproximando-se do sinal desejado em projeto. O contrário acontece quando Vm possuir maior magnitude, é esperado que atinja o valor de Vref rapidamente, o que acarreta em um duty- cycle menor para reduzir o valor da tensão de saída do conversor e aproximar-se do valor de projeto. Para melhor representar a operação básica do One-Cycle Control, projetou-se um circuito simples no software PSIM para melhor apresentar o processo. O circuito é apresentado na Figura 4.6. Figura 4.6- Circuito implementado no PSIM baseado no controle One-Cycle. DC Q Q SET CLR S R Integrador Resetável Flag = “1” 100 kHz + - DC 100 V Driver Resistor Comparador Referência Chave Clock Flip-Flop Vout Vin Vint Vref Vosc VG Vcomp Vreset Para esse exercício, deseja-se que a tensão de saída Vout no resistor seja de 25 V. Visto que a tensão de entrada é de 100 V, o circuito deve fornecer um chaveamento da tensão de entrada de tal modo que o valor médio na saída seja de 25 V. Para isso, é necessário que o duty-cycle da chave seja de 25% (atuando como um chopper). Estabelecendo-se a frequência de chaveamento em 100 kHz, atrela-se à ela a contante de tempo do integrador como sendo de igual período ao chaveamento, logo a constante de tempo do integrador será 10µs para este projeto. A tensão de referência será, então atribuída o valor de 25 V para a comparação com o sinal integrado da saída e realização do controle adequado. O flip-flop atuará mantendo a saída Q em nível lógico alto para manter a chave na posição fechada e, quando a saída do comparador possuir nivel lógico alto, a saída 𝑄 comutará para nível baixo, abrindo a chave e resetando o integrador através da saída �̅�, reiniciando o ciclo. O integrador possui reset em nível lógico alto nesse projeto. 36 Os resultados são apresentados na Figura 4.7: Figura 4.7- Formas de onda da tensão de saída, Tensão de referência e tensão na saída do integrador. É possível observar pelo gráfico a atuação do integrador até o momento no qual VintVin(bk)(max) ⇒ VDSS > 425 V ID(max) > Iout(bk) ⇒ ID(max) > 350 mA Para atender tais exigências, o MOSFET adotado é o IRF840. 51  Seleção do diodo de comutação Devido à aplicação emalta frequência, o diodo deve ser do tipo Ultra-rápido, apresentando tempo de comutação bem reduzido, uma vez que o diodo deve conduzir e cortar alternadamente com o transistor de chaveamento. Caso o diodo não responda rápido o suficiente, pode ocorrer uma situação na qual transistor e diodo estão conduzindo ao mesmo tempo, isso não pode ocorrer pois ocasionaria um curto-circuito na fonte. Outras condições as quais o diodo deve satisfazer são (ON SEMICONDUCTOR, 1999): 𝑉𝑅(𝑚á𝑥) > 𝑉𝑖𝑛(𝑏𝑘)(𝑚á𝑥) → 𝑉𝑅(𝑚á𝑥) > 425 𝑉 𝐼𝐹(𝑚á𝑥) > 𝐼𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑘) → 𝐼𝐹(𝑚á𝑥) > 350 𝑚𝐴 Para atender tais exigências, o diodo de comutação adotado é o UF5406. 5.3.3 Filtro de Saída O projeto do filtro de saída determina o dimensionamento do indutor e do capacitor presentes no conversor. Tais componentes são de vital importância para a operação desejada do conversor. Para prosseguir com a determinação desses valores, é necessário antes definir duas outras grandezas que influenciarão nas dimensões mínimas do filtro de saída.  Frequência de Chaveamento f A frequência de chaveamento deve ser alta, de modo que reduza significativamente a magnitude da indutância e da capacitância do conversor. Entretanto, existem limites da frequência de chaveamento estabelecidos pela máxima frequência de chaveamento aceitável para o MOSFET e para o diodo. O circuito de controle também limita o valor dessa frequência de chaveamento. Adota-se então um valor de frequência de chaveamento de 100 kHz para este projeto. 𝑓 = 100 𝑘𝐻𝑧  Ciclo de trabalho δ (duty-cycle) 52 É necessário determinar o ciclo de trabalho para as condições nominal, mínima e máxima do MOSFET atuando no conversor: 𝛿(𝑏𝑘)(𝑛𝑜𝑚) = 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑘)(𝑛𝑜𝑚) 𝑉𝑖𝑛(𝑏𝑘)(𝑛𝑜𝑚) = 136 400 = 0,34 𝑜𝑢, 34,0% (28) 𝛿(𝑏𝑘)(mín) = 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑘)(𝑚𝑖𝑛) 𝑉𝑖𝑛(𝑏𝑘)(𝑚á𝑥) = 136 425 = 0,32 𝑜𝑢, 32,0% (29) 𝛿(𝑏𝑘)(máx) = 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑘)(𝑚á𝑥) 𝑉𝑖𝑛(𝑏𝑘)(𝑚𝑖𝑛) = 200 375 = 0,37 𝑜𝑢, 37,0% (30)  Cálculo da Indutância L(bk) Considerando o conversor operando em modo contínuo de condução, no qual o indutor não se descarrega completamente durante o período no qual fornece energia para a carga, podemos calcular a indutância de acordo com as equações a seguir (BROWN, CASTORENA): 𝐿(𝑏𝑘) = (1 − 𝛿) 𝑓 . ∆𝐼𝐿(𝑏𝑘) . 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑘) (31) Com exceção do parâmetro da ondulação da corrente no indutor ∆IL(bk), todos os outros parâmetros são conhecidos. O parâmetro ∆IL(bk) é medido em razão da corrente de saída do indutor e, possui influência direta na dimensão do indutor. Caso seja necessário baixo ripple de corrente no indutor, pode-se observar pela equação acima que, a magnitude da indutância aumenta, porém, uma indutância maior requer mais espaço e um custo maior. Em contrapartida, um valor de ripple muito alto afeta a qualidade da corrente transmitida para a carga. Um valor de 30% da corrente de saída nominal em ∆IL(bk) oferece uma boa relação entre indutância e ripple na corrente de saída (SCHELLE, CASTORENA, 2006). Desse modo define-se : 53 ∆𝐼𝐿(𝑏𝑘) = 𝑟 . 𝐼𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑘) = 30% . 350 𝑚𝐴 = 105 𝑚𝐴 (32) Calcula-se então o indutor ao considerar o mínimo ciclo de trabalho do MOSFET como sendo: 𝐿(𝑏𝑘) = (1 − 0,32) 100 𝑘𝐻𝑧 . 105 𝑚𝐴 . 136 = 8,81 𝑚𝐻  Cálculo da Capacitância Existem diferentes critérios para o cálculo da capacitância, para este projeto utilizou- se o critério da máxima ondulação da tensão e corrente de saída.(SCHELLE, CASTORENA, 2006). 𝐶(𝑏𝑘) = ∆𝐼𝐿(𝑏𝑘) 8 𝑓 ∆𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑘) (33) Admitindo-se uma tensão de ondulação de no máximo 1% da tensão de saída, tem-se: ∆𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑘) = 1% 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑘) = 1,36 𝑉 (34) Voltando-se agora para o cálculo da capacitância, tem-se: 𝐶(𝑏𝑘) = 105 𝑚𝐴 8 . 100 𝑘𝐻𝑧 . 1,36 = 96,50 𝑛𝐹 Para conversores chaveados, na prática, o valor de ripple da tensão de saída acaba sendo maior que o calculado. Isso se deve pela presença da resistência série equivalente (RSE) presente nos capacitores. Sendo assim, é comum utilizar capacitores de valor mais elevado pois estes possuem uma RSE menor que os capacitores de menor capacitância. Para reduzir os efeitos da RSE também é comum utilizar capacitores em paralelo. Atualmente, os fabricantes possuem linhas de produção específicas para baixa resistência série equivalente, são exemplos a EPCOS e a VISHAY. 54 Para este projeto, afim de reduzir o ripple da tensão de saída, foi adotado o uso de capacitores da tecnologia de alumínio com baixa resistência série equivalente do fabricante VISHAY: 𝐶(𝑏𝑘) = 47 µ𝐹 385 𝑉 Tal capacitor possui uma resistência série equivalente, à 100 kHz, de acordo com o gráfico fornecido pelo fabricante VISHAY n Figura 5.8 : Figura 5.8 - Curva característica do capacitor de baixa resistência série equivalente. Fonte : VISHAY, 2014. 𝑅𝑠𝑒 = 0,4 Ω Segundo Maniktala ( 2004 ) a realização do cálculo da ondulação na tensão gerada pela resistência série equivalente se dá por: ∆𝑉𝑜𝑢𝑡 = 1 2 . 𝐼𝑜𝑢𝑡 . 𝑟 . 𝑅𝑠𝑒 (35) ∆𝑉𝑜𝑢𝑡 = 1 2 . 350 𝑚𝐴 . 0,3 . 0,4 = 21 𝑚𝑉 Portanto, segundo o projeto, devemos ter um ripple de 11 mV na tensão de saída, mantendo a saída do conversor no valor desejado e com uma certa folga em relação ao valor máximo definido. 55 5.3.4 CIRCUITO INTEGRADO DE CONTROLE É possível projetar a malha de controle para o chaveamento do MOSFET a partir de componentes discretos e amplificadores operacionais. No entanto, existe no mercado diversos circuitos integrados dedicados à malha de controle para PWM. Neste projeto o circuito de controle foi baseado na arquitetura do CI TL494 .O circuito esquemático proposto do conversor Buck e sua malha de controle é apresentado n Figura 5.9. Figura 5.9 - Circuito esquematico do conversor Buck e sua malha de controle. 400 0,7 Compensador KI 3 Vpp 3 V Vovp Vovp L(bk) C (bk) RSE Rovp1 Rovp2 LED´s Rout VFB Gerador dente-de-serra VerroVcomp Vosc Ʃ VG Vcomp_ovp Vcomp_erro Adaptado de FILADELFO , 2011. O circuito de controle possui 5 estágios:  Estágio 1 – Comparação com a Tensão de Referência Comparação da tensão de feedback extraída da resistência de sensor Rout com a tensão de referência do circuito integrado. No caso, foi estabelecido a tensão de 0,7 V como referência. Tal metodologia é conhecida como Controle de Tensão.  Estágio 2 – Compensador Proporcional Integral Tem o objetivo de amplificar o erro fornecido pelo estágio 1 de modo a condicioná-lo à comparação com o gerador de função dente-de-serra no próximo estágio. O estágio 2 é 56 diretamente responsável pela resposta do circuito à alterações na tensão de entrada e na estabilização da tensão de saída. O design do compensador KI foi obtido através do equacionamento no domínio da frequência do circuito conversor afim de encontrar a função de tranferência do sistema. Para tal foi utilizado a transformada de Laplace para a modelagem do sistema equivalente onde deve-se encontrar: 𝐺(𝑆) = 𝑉𝐹𝐵(𝑆) 𝑉𝑖𝑛(𝑆) (36) Baseado no circuito do conversor Buck apresentado na Figura 5.10 foram obtidas as equações: Figura 5.10- Conversor Buck com destaque nas correntes para a modelagem no domínio da frequência. L C D Vin iL iC Iout VFB RL RSE Rled Rout Vout Considerando as equações a seguir, foi possível determinar a função de tranferência do circuito conversor Buck. Considerando as correntes no nó após o indutor, têm-se: 𝐼𝐿(𝑡) = 𝐼𝐶(𝑡) + 𝐼𝑜𝑢𝑡(𝑡) (37) A tensão de saída Vout(t) está aplicada igualmente ao ramo do capacitor de saída e ao ramo das resistências de saída, portanto: 𝑅𝑆𝐸. 𝐼𝐶(𝑡) + 1 𝐶 ∫ 𝐼𝐶(𝑡) . 𝑑𝑡 = [𝑅𝑙𝑒𝑑 + 𝑅𝑜𝑢𝑡]. 𝐼𝑜𝑢𝑡(𝑡) (38) Isolando-se a corrente de saída, obtêm-se: 57 𝐼𝑜𝑢𝑡(𝑡) = 𝑅𝑆𝐸. 𝐼𝐶(𝑡) + 1 𝐶 ∫ 𝐼𝐶(𝑡) . 𝑑𝑡 [𝑅𝑙𝑒𝑑 + 𝑅𝑜𝑢𝑡] (39) Segundo a lei das malhas de Kirchhoff : 𝑉𝑖𝑛(𝑡) − 𝐿 𝑑𝐼𝐿(𝑡) 𝑑𝑡 − 𝑅𝑙 . 𝐼𝐿(𝑡) − 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑡) = 0 (40) Utilizando-se as relações (35) e (37), aplicadas à (38) encontra-se, após re-arranjar os obtem-se: 𝑉𝑖𝑛(𝑡) − [𝐼𝐶(𝑡). 𝐴] − [ 𝑑𝐼𝐶(𝑡) 𝑑𝑡 . 𝐵] − [𝐷. ∫ 𝐼𝐶(𝑡) . 𝑑𝑡] = 0 (41) Dados: 𝐴 = [ 𝐿 + 𝑅𝑙. 𝐶 . (𝑅𝑜𝑢𝑡 + 𝑅𝑙𝑒𝑑) + 𝑅𝑙. 𝑅𝑆𝐸. 𝐶 + 𝑅𝑆𝐸. 𝐶. (𝑅𝑙𝑒𝑑 + 𝑅𝑜𝑢𝑡) 𝐶 . (𝑅𝑙𝑒𝑑 + 𝑅𝑜𝑢𝑡) ] (42) 𝐵 = [ 𝐿 . (𝑅𝑙𝑒𝑑 + 𝑅𝑜𝑢𝑡) + 𝐿. 𝑅𝑆𝐸 (𝑅𝑙𝑒𝑑 + 𝑅𝑜𝑢𝑡) ] (43) 𝐷 = [ 𝑅𝑙 + 𝐶(𝑅𝑙𝑒𝑑 + 𝑅𝑜𝑢𝑡) 𝐶(𝑅𝑙𝑒𝑑 + 𝑅𝑜𝑢𝑡) ] (44) A partir dos valores obtidos no projeto, L= 8.8 mH , C = 47 µF , RLED = 386 Ω, Rout = 2 Ω, RSE = 0.4 Ω e Rl =0.6 Ω determina-se os fatores A, B e D: 𝐴 = 1,2828 58 𝐵 = 0,6003 𝐷 = 3,3902 A equação (39) então se torna: 𝑉𝑖𝑛(𝑡) − 1,2828. [𝐼𝐶(𝑡)] − 0,6003 [ 𝑑𝐼𝐶(𝑡) 𝑑𝑡 . ] − 3,3902 [∫ 𝐼𝐶(𝑡) . 𝑑𝑡] = 0 Aplicando a transformada de Laplace, assumindo o capacitor e o indutor descarregados, com a corrente em t = 0 nula e isolando Vin(t): 𝑉𝑖𝑛(𝑠) = 1,2828 𝐼𝐶(𝑠) + 0,6003 . 𝑠 . 𝐼𝐶(𝑠) + 3,3902 𝑠 . 𝐼𝐶(𝑠) (45) 𝑉𝑖𝑛(𝑠) = 𝐼𝐶(𝑠) [ 1,2828 . 𝑠 + 0,6003 . 𝑠2 + 3,3902 𝑠 ] Voltando-se agora para Vout(t) como expressão de: 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑡) = 𝑅𝑆𝐸 . 𝐼𝑐(𝑡) + 1 𝐶 ∫ 𝐼𝐶(𝑡) . 𝑑𝑡 (46) Aplicando Laplace: 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑠) = 𝑅𝑆𝐸 . 𝐼𝐶(𝑠) + 1 𝐶 1 𝑠 . 𝐼𝐶(𝑠) = 0,2 . 𝐼𝐶(𝑠) + 21276 𝑠 . 𝐼𝐶(𝑠) (47) 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑠) = [0,2 . 𝑠 + 21276] 𝑠 . 𝐼𝐶(𝑠) Baseado nas relações 43 e 45, é possível obter a função de tranferência: 59 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑠) 𝑉𝑖𝑛(𝑠) = 𝐼𝐶(𝑠) 𝐼𝐶(𝑠) . [ 0,2 . 𝑠 + 21276 𝑠 ] [ 1,2828 . 𝑠 + 0,6003 . 𝑠2 + 3,3902 𝑠 ] 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑠) 𝑉𝑖𝑛(𝑠) = 0,3333[𝑠 + 106383] [𝑠2 + 2,138 . 𝑠 + 5,650] (48) A função de transferência desejada é em relação à VFB, logo ao realizar um divisor de tensão: 𝑉𝐹𝐵(𝑡) = 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑡). 𝑅𝑜𝑢𝑡 𝑅𝑜𝑢𝑡 + 𝑅𝑙𝑒𝑑 = 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑡). 5,155 . 10−3 (49) Logo: 𝑉𝐹𝐵(𝑠) 𝑉𝑖𝑛(𝑠) = 5,155 . 10−3 . 0,3333[𝑠 + 106383] [𝑠2 + 2,138 . 𝑠 + 5,650] = 1,7181 . 10−3 [𝑠 + 106383] [𝑠2 + 2,138 . 𝑠 + 5,650] (50) 𝑉𝐹𝐵(𝑠) 𝑉𝑖𝑛(𝑠) = 1,7181 . 10−3 [𝑠 + 106383] [𝑠2 + 2,138 . 𝑠 + 5,650] Existem diversas maneiras de se realizar o dimensionamento do compensador de acordo com a função de transferência acima. Para facilitar o dimensionamento, foi utilizado a ferramenta PID Tunning do software Simulink-MATLAB. O diagrama de blocos para a obtenção do PI é apresentado na Figura 5.11 a seguir: 60 Figura 5.11 - Modelo estudado no Simulink para a determinação dos parâmetros do compensador PI. Através das respostas obtidas na ferramenta PID tunning do Simulink e de análise da resposta obtida no circuito projetado no PSIM, chegou-se aos valores de ganho proporcional K=5 e constante de integração I = 0.05.  Estágio 3 – Comparação com a Função Dente-de-Serra De modo similar ao que ocorre no One-Cycle Control , realiza-se uma comparação entre uma função dente-de-serra de amplitude e frequência constante, com o sinal de erro fornecido pelo compensador PI. Enquanto o sinal de erro for maior que o sinal da rampa, o MosFet deve conduzir. Quando o sinal da rampa for maior que o sinal de erro, o MOSFET deve comutar para o estado desligado. A Figura 5.12 a seguir exemplifica a atuação descrita acima: Figura 5.12 - Exemplo da atuação do comparador em relação ao sinal emitido no gate do MOSFET. 61  Estágio 4 – Malha de Proteção de Sobretensão (Overvoltage Protection – OVP) Para evitar que a tensão de saída supere o valor máximo determinado em projeto, foi adicionado uma malha de proteção de sobretensão baseado na arquitetura do CI IR1150. Cria- se, então, um sensor de tensão na saída do conversor Buck cuja resistência equivalente seja aproximadamente 1 MΩ para drenar o mínimo de corrente do conversor. Internamente, o IR1150 possui uma referência de 3 V para overvoltage protection, e demonstra como calcular as resistências da malha. 𝑅𝑜𝑣𝑝1 + 𝑅𝑜𝑣𝑝2 ≅ 1 𝑀Ω (51) 𝐼𝑜𝑣𝑝 = 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑘)𝑚á𝑥 𝑅𝑜𝑣𝑝1 + 𝑅𝑜𝑣𝑝2 (52) 𝑅𝑜𝑣𝑝2 = 3 𝑉 𝐼𝑜𝑣𝑝 = 3[𝑅𝑜𝑣𝑝1 + 𝑅𝑜𝑣𝑝2 ] 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑘)𝑚á𝑥 (53) Como 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑘)𝑚á𝑥 foi definido como 138.5 V e se fixarmos a soma das resistências de proteção em, aproximadamente, 1 𝑀Ω ao determina-las como 499 kΩ , obtém-se: 𝑅𝑜𝑣𝑝1 = 2𝑥 499 𝑘Ω 𝑅𝑜𝑣𝑝2 = 3(998 𝑘Ω) 138,5 = 21,617 𝑘Ω Devido à existência da tolerância da resistência variar de 1 à 10% dependendo da qualidade do material e, da pequena margem de erro ocasionada pela curva característica de corrente direta por tensão direta do LED, determina-se o valor da resistência como 21,6 𝑘Ω ± 1%. Em condições normais de operação: 𝐼𝑜𝑣𝑝 = 136 𝑉 1 𝑀Ω = 136 µ𝐴 62 𝑉𝑅𝑜𝑣𝑝2 = 𝐼𝑜𝑣𝑝. 𝑅𝑜𝑣𝑝2 (54) 𝑉𝑅𝑜𝑣𝑝2 = 136 µ𝐴 . 21,6 𝑘Ω = 2,937 𝑉 A tensão máxima de saída será então limitada pela malha de proteção à: 𝐼𝑜𝑣𝑝𝑚á𝑥 = 3 𝑉 21600 Ω = 138,89 µ𝐴 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑘)𝑚á𝑥𝑜𝑣𝑝 = 138,98 µ𝐴 . (998 𝑘Ω + 21𝑘Ω) = 141,53 𝑉  Estágio 5 – Determinação do ciclo de trabalho do conversor Uma porta lógica AND receberá os sinais da malha de proteção de sobretensão e o sinal referente à malha do compensador, de modo que, se existir sobretensão na saída a malha de controle irá desligar o conversor, caso contrário a operação será determinada pelo sinal proveniente da malha do compensador. 5.3.5 Driver de sinal para o GATE Existe a necessidade, também, de inserir um circuito auxiliar Gate Driver no projeto. No MOSFET utilizado, a tensão VGS necessária para a condução é entre 8 e 10 V como visto no datasheet da VISHAY. Como a tensão de entrada é de 400 V em operação normal e, podemos aproximar a tensão do Source (S) do MOSFET como sendo próximo do valor de entrada no Drain (D) ao considerar que a queda de tensão 𝑉𝐷𝑆 em comparação aos níveis de tensão de saída e entrada é desprezível, o Gate Driver se faz necessário, então, para elevar a tensão de controle no Gate para chavear o MOSFET. O driver utilizado será o IR2125 com cpacidade de tensão de saída de até 500 V, detalhes e esquemáticos são apresentados em International Rectifier (2004). A atuação do driver é apresentada na Figura 5.13. Figura 5.13 - Conversor Buck com detalhe nas tensões e correntes de operação. 63 Carga L CD Vs ≈ Vin Vin iD iL iC Iout G S D Gate Driver + -Vds Vin + 10 V+ - 5.3.6 Circuito Projetado para o conversor Buck A partir dos valores do circuito de potência e da malha de controle, o circuito projetado para o conversor Buck é apresentado na Figura 5.14. A resistência de saída Rload de 386 Ω representa o conjunto de LED´s operando com corrente de 350 mA.: Figura 5.14- Circuito Projetado no PSIM para o conversor Buck. 64 5.4 PROJETO DO RETIFICADOR BOOST A topologia utilizada para o conversor Boost utilizada em projeto é apresentada na Figura 3.10 na seção sobre One-Cycle Control e, a metodologia de cálculo dos elementos do circuito é apresentado em mais detalhes em BROWN Power Supply CookBook, 2001. 5.4.1 Dados de caixa preta  Tensão de Entrada Vin (bst) A tensão de entrada do conversor Buck será a tensão da ponte retificadora, tal tensão poderá admitir valores entre 90 V e 230 V RMS para a operação normal do circuito conversor. Adotando-se o valor nominal de entrada como 220 V, pode-se calcular os seguintes níveis de tensão: 𝑉𝑖𝑛 (𝑏𝑠𝑡)(𝑚í𝑛) = 90 √2 = 127,28 𝑉 𝑉𝑖𝑛 (𝑏𝑠𝑡)(𝑛𝑜𝑚) = 220 √2 = 311,13 𝑉 𝑉𝑖𝑛 (𝑏𝑠𝑡)(𝑚á𝑥) = 230 √2 = 325,27 𝑉  Tensão de Saída Vout (bst) Os valores previamente calculados na seção de projeto do Boost foram determinados como : 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑠𝑡)(𝑚𝑖𝑛) = 375 𝑉 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑠𝑡)(𝑛𝑜𝑚) = 400 𝑉 𝑉𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑠𝑡)(𝑚á𝑥) = 425 𝑉  Corrente de saída Iout(bst)(méd_máx) A corrente média máxima de saída do conversor Boost deve ser igual à corrente média máxima de entrada do conversor Buck, logo: 𝐼𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑠𝑡)(𝑚é𝑑𝑚á𝑥) = 𝐼𝑖𝑛(𝑏𝑘)(𝑚é𝑑𝑚á𝑥) = 214 𝑚𝐴 65  Potência de Saída Pout(bst) A potência máxima e nominal do conversor Boost deve ser igual à potência máxima e nominal de entrada do conversor Buck já previamente calculadas: 𝑃𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑠𝑡)(𝑛𝑜𝑚) = 𝑃𝑖𝑛(𝑏𝑘)(𝑛𝑜𝑚) = 53 𝑊 𝑃𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑠𝑡)(𝑚á𝑥) = 𝑃𝑖𝑛(𝑏𝑘)(𝑚á𝑥) = 77 𝑊  Potência de entrada Pin(bst) Considerando uma eficiência de 𝜼 = 90% para o conversor Boost, podemos aproximar os valores da potência de entrada como sendo: 𝑃𝑖𝑛(𝑏𝑠𝑡)(𝑛𝑜𝑚) = 𝑃𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑠𝑡)(𝑛𝑜𝑚) 𝜂 = 53 0,9 ≅ 59 𝑊 𝑃𝑖𝑛(𝑏𝑠𝑡)(𝑛𝑜𝑚) = 𝑃𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑠𝑡)(𝑚á𝑥) 𝜂 = 77 0,9 ≅ 86 𝑊  Corrente máxima drenada da Rede Iac(RMS_máx) Considerando que, a corrente drenada da rede é senoidal, seu valor de pico máximo será nas condições de maior potência drenada e menor tensão de alimentação, tem-se: 𝐼𝑎𝑐(𝑝𝑘𝑚á𝑥) = √2 . 𝑃𝑖𝑛(𝑏𝑠𝑡)(𝑚á𝑥) 𝑉𝑎𝑐(𝑏𝑠𝑡)(𝑅𝑀𝑆𝑚í𝑛) (55) 𝐼𝑎𝑐(𝑝𝑘𝑚á𝑥) = √2 . 86 90 = 1,345 𝐴 66 5.4.2 Seleção do Transistor de Chaveamento e do Diodo Para a topologia Boost, o transistor de chaveamento deve atingir as seguintes exigências (ON SEMICONDUCTOR, 1999): 𝑉𝐷𝑆𝑆 > 𝑉𝑖𝑛(𝑏𝑠𝑡)(𝑚á𝑥) → 𝑉𝐷𝑆𝑆 > 325,27 𝑉 𝐼𝐷𝑚á𝑥 > 2 . 𝑃𝑜𝑢𝑡(𝑏𝑠𝑡)(𝑚á𝑥) 𝑉𝑎𝑐(𝑏𝑠𝑡)(𝑅𝑀𝑆𝑚í𝑛) → 𝐼𝐷𝑚á𝑥 > 1,91 𝐴 Para atende